Wiedergabeverstärker: Rauschen

[DropOut]

EDIT 22.01.2023: Einige dringend notwendige Korrekturen als Ergebnis nachträglicher Erkenntnisse und Hinweise, speziell von Kai in #2.

Dieser Beitrag ist ausdrücklich zur kritischen Diskussion und Ergänzung gedacht. Ich habe da wenig Erfahrungen, mache hier zum ersten Mal Rausch-Simu und im aktuellen BE-Angebot lande ich auch nur Zufallstreffer. Bin also für jeden Hinweis dankbar. Jetzt zum Thema.

Neben den Entzerrungen hat ein TB-WV noch die Aufgabe, rauscharm zu sein. Wie rauscharm eigentlich?

Ein mit Nennfluss 320nWb/m ausgesteuertes Band hat einen Rauschabstand von ca. 65dB. Eine bewährte Faustformel besagt, dass ein nachfolgender Verstärker 10dB mehr Rauschabstand haben muss, damit sich das Ergebnis in der Summe nur um 1dB verschlechtert.  80dB Rauschabstand würden also genügen, um keine hörbare Verschlechterung zu bewirken. Das klingt durchaus machbar und in der Tat hat man es ja seit dem Aufkommen rauscharmer Siliziumtransistoren in den 70ern gut im Griff.

Nun liegt mir aber ein verschärfter Fall vor. Quelle ist ein W-Kopf W2H9 von Goldpfeil. Der ist sehr niederimpedant (75mH) und liefert nur 0,45mV bei 1kHz und Nennfluss. Das spielt in der Liga von MC-Tonabnehmern und liegt bis zu 20dB unter den üblichen Pegeln. Ich brauche also 20dB weniger Verstärkerrauschen für denselben Rauschabstand. Das ist dann doch schon eine "Herausforderung".

Im original-WV speist der TK zuerst einen Übertrager und das ist angebracht. So einen zu bekommen kann man aber vergessen. Selber bauen? Keine Erfahrung, viele Fallstricke lauern. Ein Übertrager hat ja auch Nachteile. Wir wollen es mal ohne probieren. Schließlich hat sich die Halbleiterei auch weiterentwickelt.

Wenn man sich bei MC-Verstärkern umsieht, kann man bis ins Unendliche getriebenen Aufwand finden. Ich wollte aber die Kirche im Dorf lassen und möchte mit einem möglichst rauscharmen OpAmp ausgekommen, der noch bezahlbar und erhältlich ist, möglichst ohne diskrete Vorstufe.

Bei der Auswahl eines optimalen OpAmps für NF-Verstärker sind drei Parameter bestimmend:
- Spannungsrauschen
- Stromrauschen
- 1/f-Rauschen
Außerdem geht in die Rauschbilanz noch entscheidend das thermische Widerstandsrauschen des Quell-Widerstandes ein.
Je niederohmiger die Quelle, umso geringer der Beitrag durch das Stromrauschen. Eine grobe Orientierung besagt:
Rs ≤ 400: Spannungsrauschen ist dominant
Rs ≥ 10...50kHz: Stromrauschen ist dominant
Dazwischen dominiert das Widerstandsrauschen der Quelle.

Die Impedanz unserer Quelle wird durch deren Induktivität von 75mH dominiert, sie steigt also proportional zur Frequenz. Deren Betrag ist bei 1kHz 471Ω. Damit sitzen wir zwischen allen Stühlen und eine genauere Untersuchung ist notwendig.
Und da wir es auch mit Frequenzen << 1kHz zu tun haben, ist geringes 1/f-Rauschen immer ein Thema.

Folgende OpAmps sind mir bei einer ersten Suche über den Weg gelaufen:

                                                  LT1028 LT1007 AD795(FET) AD743(BiFET)
en @ 1kHz typ.            nV/√Hz 0.85   2.5    11         3.2
en @ 10Hz typ.            nV/√Hz 1.0    2.8    20         5.5
en p-p @ 0.1...10Hz typ.  nV     35     60     1000       380
in @ 1kHz typ.            pA/√Hz 1.0    0.4    0.0006     0.007
in @ 10Hz typ.            pA/√Hz 4.7    1.5    0.013      ?
IB typ.                   nA     ±25    ±10    0.001      0.03
Preis ca.                 €      10..15 4..7   11?        22€?/6$?
Spice Modell vorh.               j      j      j          (j)

Lt. Papierform ist der beste bzgl. Spannungsrauschen der LT1028, bzgl. Stromrauschen der LT1007. Der AD743 aus der FET-Liga wäre auch interessant, da quasi ohne Stromrauschen.

Spätestens wg. der induktiven und damit frequenzabhängigen Quelle ist mir jegliche manuelle Berechnung entschieden zu arg. Soll doch LTSpice rechnen, das kann das viel besser.

Eine Rausch-Simu ist ein zweischneidiges Schwert. Das thermische Rauschen passiver Komponenten einerseits wird von LTSpice offenbar ordentlich berechnet (durchaus wichtig für die Quellimpedanzen). Die Qualität der Simulation des Rauschens aktiver Komponenten hängt andererseits natürlich von der diesbezüglichen Qualität des Modells ab. Man darf damit rechnen, dass dies völlig außen vor bleibt. Da aber LTSpice und der LT1028 und LT1037 aus demselben Hause stammen und diese in der Lib sind, besteht Hoffnung.

Nun los frei nach MUP (Methode des unbekümmerten Probierens). Als erstes lassen wir den rein passiven TK rauschen, konkret dessen ohmschen Widerstand von 15Ω.
(Zu beachten ist, dass bei Lg mindestens ein Serien- oder Parallelwiderstandswert eingetragen sein muss, sonst rechnet LTSpice offenbar keine Impedanz aus. Ich habe Rp=1G eingetragen.)
   

Ergebnis: ca. 70nV RMS. für V-Noise und I-Noise. I-Noise verstehe ich nicht, da I=0 sein sollte. Meines Wissens addiert man beide quadratisch, das ergäbe 99nV??? Ich rechne mal mit 70nV, so groß ist der Unterschied nicht.
0,45mV / 70nV = 6429 ergibt 76dB Rauschabstand.

Das ist das nicht unterschreitbare Minimum. Für weniger Rauschen müsste ich den TK mit Stickstoff kühlen oder hinter dem Sonnenschirm des James-Webb-Teleskops platzieren. Das Ganze ist nicht gerade üppig! Der Gedanke an einen Eingangsübertrager kommt in Erinnerung.

Gut, schauen wir dennoch, was am Ende herauskommt.

So, jetzt wird´s spannend, der OpAmp kommt ins Spiel. Einfach als frequenzlinearer 40dB-Verstärker.
Da auch der invertierende Eingang rein rauscht, wird er möglichst niederohmig abgeschlossen.

1.) LT1028

   
V-Noise = 204µV, I-Noise = 2µV, quadratisch addiert: 204µV. 45mV / 204µV = 220,6 = 47dB. Das ist grottenschlecht, glatte Note 6.

Lassen wir ihn doch mal 60dB verstärken:
   
V-Noise = 2,12mV, I-Noise = 2µV, quadratisch addiert: 2,12mV. 450mV / 2,12mV = 212,3 = 46dB. Das war nix.

2.) LT1037

   
V-Noise = 45,2µV, I-Noise = 0,45µV, quadratisch addiert: 45,2µV. 45mV / 45,2µV = 995 = 60dB. Nicht wirklich toll, 4.

Aber warum ist der 1028 so viel schlechter als der 1037? Die Parameter sind doch besser als beim 1037. Auf den zweiten Blick sieht man: Der 1028 ist auch besser - bis 1kHz. Und da liegen auch die Parameter. Verdorben wird es durch den absolut ungewöhnlichen Anstieg ab 2kHz. Wo kommt der her? Das zeigt so kein anderer OpAmp! Da zeigt sich das beim 1028 stärkere Stromrauschen, das in der Induktivität in der mit der Frequenz steigenden Impedanz Rauschspannung generiert.

3.) AD795

   
Der einzige Vertreter aus der FET-Klasse, also quasi ohne Stromrauschen.
V-Noise = 98,7µV, I-Noise = 1,3µV, quadratisch addiert: 98,7µV. 45mV / 98,7µV = 455 = 53dB. Unzureichend, 5.
Außerdem: Wo kommt das I-Noise her?

4.) AD743
Da habe ich nicht gleich ein Modell zur Hand. Es gibt ein Spice-Modell vom Hersteller, weiß aber noch nicht, ob das passt und wie man es in die Lib bekommt. Nach den Parametern schnell geschätzt, könnte das Spannungsrauschen um den Faktor 4 = 12dB geringer sein. Das ergäbe den Bestwert von 65dB. Auch nicht prickelnd, Note 3. Die Arbeit werde ich mir sparen.

Note 1 bekommt ein Verstärker ab 85dB Rauschabstand zu 4,5mV Eingangsspannung. Da I-Noise in allen Fällen vernachlässigbar war, Das entspräche einem V-Noise um etwa 25dB(!) unter dem des LT1007, also 2,5µV. Oder en @ 1kHz typ. = 0,14nV/√Hz. Klingt sehr sportlich!

Gibt es moderne OpAmps die da ranreichen?? Ich denke, selbst mit Spitzen-Vorstufe bekommt man das nicht geschenkt. Ich habe schon mal beim Rumstöbern Schaltungen mit Super-JFETs am Eingang gesehen. Aber diese JFETs sind wohl alle nicht mehr erhältlich oder sündhaft teuer.

So, das lasse ich hier erst mal so stehen und warte auf heiße Tipps!

Gute Nacht - Frank.

[kaimex]

Hallo Frank,

ich habe bislang nur einen Teil dieser Ausführungen gelesen
und stolpere schon über den ersten "MUP"-Teil.
Deshalb beschränke ich meine Anmerkungen erstmal auf 2:

1. Ein Induktivität rauscht nicht.
Es rauschen nur die resistiven Teile im Ersatzschaltbild mit Verlusten, also zB Serien-Widerstand oder/und Parallel-Widerstand
oder bei einem aufwendigeren Ersatzschaltbild in Form einer L-R-Kettenschaltung alle Widerstände.
SPICE kann dir dafür die Rauschspannung oder den Rauschstrom für eine Temperatur und über der Frequenz ausrechnen.
Beide Größen sind aber dual hinsichtlich der Darstellung als Ersatz-Spannungsquelle oder Ersatz-Stromquelle.
Ein Zweipol wird durch eine Rauschgröße charakterisiert, ein Vierpol durch zwei.

Das Gesamtrauschen beim Tonkopf ist also entweder die Rauschspannung oder der Rauschstrom, je nachdem, welche Darstellung bevorzugt wird.
Die quadratische Addition beider Werte macht hier keinen Sinn.

2. Man kann nicht davon ausgehen, daß das in den Datenblättern von OP-Amps spezifizierte Rauschen in den SPICE Modellen implementiert ist. Meiner Erfahrung nach ist das die ganz große Ausnahme. Das trifft noch nicht einmal auf diskrete Transistoren zu.

Man muß sich also zunächst mal vergewissern,
ob der Lieferant der Modelle dazu etwas aussagt,
ob in den SPICE-Modellen etwas über implementiertes Rauschen drin steht,
oder mit einer simulierten Mess-Schaltung prüfen, ob das erwartete auch wirklich rauskommt.

MfG Kai

[andreas42]

Hallo Frank, hallo Kai,

nicht ganz das gleiche - aber ich habe mich erinnert, dass wir in der Nähe dieser Frage vor ein paar Jahren schonmal diskutiert haben: Rauschpegel auf Band ?.

Viele Grüße
Andreas

[Ferrograph]

Der LT1028 wird direkt als Eingangsverstärker für  Tonband Magnetköpfe oder als Phono Vorverstärker vom Hersteller Analog Devices empfohlen.
   
Laut Sidenote rauscht er nicht mehr als ein 50 Ohm Widerstand, was immer das bedeuten soll.

Gruß Jan

[kaimex]

Hallo Jan,
das Rauschen von Widerständen wird durch die sogenannte Nyquist-Formel beschrieben:
https://de.wikipedia.org/wiki/W%C3%A4rmerauschen

für einen 50 Ohm Widerstand bei Zimmertemperatur kommen da ungefähr 0,9 nV/Wurzel(Hz) raus.

Die "Empfehlung" von Analog Devices ist mit Vorsicht zu "genießen":
Die Eignung eines Verstärkers hinsichtlich Rauschen für eine bestimmte Quell-Impedanz kann man dem Verhältnis von Un/In entnehmen.
Beim LT1028 hat man per Design, wenn ich mich recht entsinne, so circa 600 Ohm "angepeilt".
Da eine WK-Wicklung aber eine stark frequenzabhängige Impedanz hat, steht man dann vor dem Problem, auf welche man sich beziehen möchte, zB bei 1 kHz oder 10 kHz. Man muß dann den ganzen Frequenzbereich betrachten und zB einer A-Bewertung unterwerfen und dann OPs mit unterschiedlichem Un/In vergleichen.
Mir erscheint der LT1028 für die bei Transistor-Bandgeräten üblichen Wiedergabeköpfe mit seinem Un/In zu nieder-ohmig,
bzw. der Rauschstrom zu hoch.

MfG Kai

[ozimmer]

Hallo!

Da ich letztens auf der Suche nach einem MC Vorvor-Verstärker war, habe ich diese Seite mit gefunden. Vielleicht ist da was dabei.

https://leachlegacy.ece.gatech.edu/headamp/

Gruß
Oliver

[kaimex]

Von den darin gezeigten Schaltungen kommt allenfalls die dritte Variante in Frage, wenn man R1 wegläßt.
Die ersten beiden Schaltungen sind nur für die sehr geringen Impedanzen von Moving-Coil Tonabnehmern geeignet.

MfG Kai

[Steffen87]

Wenn ich die Seite richtig verstehe, dann sind alle drei Schaltungen sowieso nur für MC gedacht. 

Gruß Steffen

[kaimex]

Genau so ist das, zumal der Titel lautet
"Head Amps for Moving-Coil Cartridges",
hat auch Oliver deshalb gefunden, weil er danach gesucht hat.

Trotzdem ist ein Hinweis auf Veröffentlichungen von W. Marshall Leach nie verkehrt, auch wenn nicht auf den vorliegenden Fall anwendbar.
Es gibt ca. 20 Paper von Interesse für Theor.Elektrotechniker, Elektroniker, Lautsprecherbauer etc. unter
https://leachlegacy.ece.gatech.edu/
https://leachlegacy.ece.gatech.edu/papers.html

MfG Kai

[Ferrograph]

Bei der ganzen Rauschproblematik der Eingangsstufe hätte ich mal die laienhafte Frage ob nicht das um Potenzen höhere Bandrauschen das Verstärkerrauschen überdeckt?

Gruß Jan

[kaimex]

hätte ich mal die laienhafte Frage ob nicht das um Potenzen höhere Bandrauschen das Verstärkerrauschen überdeckt?

So ist es normalerweise, zwar nicht um Potenzen, aber wohl ausreichend.
Ist auch schon einige Male im Forum berichtet worden.
Dazu mißt man mal das Rauschen bei Wiedergabe
1. ohne Band,
2. mit jungfräulichem Band,
3. mit mindestens einmal gelöschtem/aufgenommenem Band ohne Aufnahme-Signal.

A. Unbewertet von 20 Hz oder 50 Hz bis 20 kHz (oder 16 kHz)
B. bewertet mit einem üblichen Filter.

State-of-the-Art Wiedergabe-Verstärker sieht man in den Schaltungen letzten japanischen High-End-Maschinen.

MfG Kai

[JUM]

hätte ich mal die laienhafte Frage ob nicht das um Potenzen höhere Bandrauschen das Verstärkerrauschen überdeckt?

...
State-of-the-Art Wiedergabe-Verstärker sieht man in den Schaltungen letzten japanischen High-End-Maschinen.
MfG Kai

Welches/welche Geräte(e) hast Du da 'im Auge'?
VG Jürgen

[DropOut]

Bei der ganzen Rauschproblematik der Eingangsstufe hätte ich mal die laienhafte Frage ob nicht das um Potenzen höhere Bandrauschen das Verstärkerrauschen überdeckt?

Leider nicht Jan, bei der geringen Eingangsspannung. S. #1.

Grüße
Frank

[kaimex]

Welches/welche Geräte(e) hast Du da 'im Auge'?

Ich kann das zZ nicht wiederfinden. Möglicherweise verwechsle ich das auch mit Schaltungen der letzten High-End "TapeDecks", in denen ja sehr viel mehr elektronischer Aufwand getrieben wurde als in Bandgeräten.

Gemeint habe ich jedenfalls die Kombination eines rauscharmen JFETs vor einem guten OP.

Aus Anlaß der Nachfrage habe ich gesucht, was ich in dem Bereich an Service Manuals habe und bin dabei mal wieder auf das vom Technics RS-AZ7... und die Info zu den Technics "Thin-Film MR Head"s gestoßen.

Hat es eigentlich auch Bandgeräte mit derartigen Köpfen gegeben ?

In der Info werden als Vorteile gelistet:
kein "contour-effect" (deutsch: "Kopfspiegel-Resonanzen"),
circa 3 dB mehr Rauschabstand als mit herkömmlichen Wiedergabeköpfen,
Wiedergabe-Frequenzgang ab 0 Hz (als kein Omega-Gang durch das Induktionsgesetz).

MfG Kai

[DropOut]

Im Datasheet zum 1028 ist gleich auf der 1. Seite eine Applikation mit dem sagenumwobenen JFET BF862 als Vorstufe. Dieser wie auch alles Ähnliche ist offenbar schon lange nicht mehr erhältlich. Ich konnte nichts finden. CMOS - OpAmps rauschen heute weniger aber immer noch viel zu viel hierfür, besonders 1/f ist schlecht. Den besten OpAmp mit FET-Eingang, den ich finden konnte, ist der AD743. Da sind bei Mouser gerade 3 auf Lager. Werde mir den trotzdem noch mal genauer anschauen.

Sieht aber alles nicht gut aus. Lasse mich gern eines besseren belehren!!!

Grüße
Frank

[kaimex]

Es gibt immer noch einige hervorragend geeignete JFETs von speziellen Herstellern.
CMOS kommt überhaupt nicht in Frage.

MfG Kai
Nachtrag:
Da ich mir die Namen nicht mehr alle merken kann, mußte ich erst mal nachgucken, was mir mal bekannt war.
Hier einige Beispiele:
Nach der Abkündigung des BF862 gab es immer noch den BF861 in 3 Varianten, aktuell ?
Andere geeignete Typen: J109, J309 (mehrere parallel),
2SK152 bzw IFN152, 2SK147 bzw IFN147, 2N5432-4 bzw IFN5432-4, (IFN: InterFet Lizenz-Produktion der Original-Typen)
CPH3910 , CPH6904 (beide von ON-Semi, bei Mouser)
Im Allgemeinen kann man sagen, daß einige JFETs, die immer noch für Schalt-Zwecke produziert und propagiert werden, auch als rauscharme Verstärker geeignet (aber nicht mehr spezifiziert) sind, bei allerdings hohen Drain-Strömen. Aufpassen muß man, daß die Eingangskapazität nicht zu groß wird für die Anwendung. Ab einer gewissen Source-Drain Spannung nimmt der Gate-Drain Leckstrom stark zu und das damit verbundene Rauschen.
Ich habe hier noch eine Platine rumliegen mit etwa 100 parallel geschalteten BF862. Davon wurden in einer professionellen Anwendung mehrere parallel geschaltet. Der Drainstrom lag im Ampere-Bereich.

[kaimex]

Die Beschreibung des Tonkopfes mit Rs und L reicht möglicherweise für das Eigenrauschen des Kopfes nicht aus.
Infolge der elektrischen und magnetischen Verluste erfordet eine detalliertere Beschreibung den Ersatz von L durch eine Kettenschaltung von mehreren L & R. Die kann man zB bestimmen durch eine komplexe Messung der Kopf-Impedanz bis zu den höchsten relevanten Frequenzen oder bis zur Eigenresonanz.
Die nächst-mögliche Verfeinerung wäre die Ergänzung der Ersatz-Schaltung um einen Parallel-Widerstand zur Spule.
Man kann versuchen, den aus einer Messung der Impedanz bei Parallel-Resonanz mit (fast) Stromspeisung zu ermitteln.
Dabei kann man natürlich auch die Resonanz-Frequenz durch Parallel-Kondensatoren (möglichst verlust-arm, also zB Styroflex) in den Audio-Bereich schieben, um auch dort Werte zu bekommen.
Der Parallel-Widerstand trägt ebenso zum Rauschen bei, wie der Eingangs-Rauschstrom des Verstärkers.

MfG Kai

[DropOut]

Ich habe noch nicht auf Kais Anmerkungen in #2 geantwortet.  Late but not to late:

1. Ein Induktivität rauscht nicht.
Dass ich das erst Ü60 erfahre, ist schon heftig! Hat mir noch keiner gesagt und ich hab´s im Traum nicht hinterfragt :-((

Das Gesamtrauschen beim Tonkopf ist also entweder die Rauschspannung oder der Rauschstrom, je nachdem, welche Darstellung bevorzugt wird. Die quadratische Addition beider Werte macht hier keinen Sinn.
Danke, merk ich mir.

2. Man kann nicht davon ausgehen, daß das in den Datenblättern von OP-Amps spezifizierte Rauschen in den SPICE Modellen implementiert ist. Meiner Erfahrung nach ist das die ganz große Ausnahme. Das trifft noch nicht einmal auf diskrete Transistoren zu.

Man muß sich also zunächst mal vergewissern, ob der Lieferant der Modelle dazu etwas aussagt, ob in den SPICE-Modellen etwas über implementiertes Rauschen drin steht, oder mit einer simulierten Mess-Schaltung prüfen, ob das erwartete auch wirklich rauskommt.

Das immerhin ist mir auch schon aufgefallen, speziell bei Transistoren. Bei den hier verwendeten OpAmps sieht das aber halbwegs plausibel aus. Z.B. der Anstieg des Rauschens des LT1028 proportional zur Kopf-Induktivität sieht doch nach implementiertem Stromrauschen aus. Leider bin ich noch nicht so lange mit LTSpice unterwegs als dass ich mich mit den Modellparametern auskennen würde.
Natürlich werde ich hier nicht auf einzelne dBs wetten.

LG Frank

P.S.: Ich werde in #1 noch mal den größten Bullshit korrigieren (gut ersichtlich natürlich). Nicht dass später mal jemand den Faden nicht zu Ende liest und das alles glaubt.

[kaimex]

Hallo,

ich habe mal den LT1028 (sowie LT1028A & LT1028CS) in einer "Mess-Schaltung" in LTSpice bezüglich Rausch-Spannung en und Rausch-Strom in vermessen.
Dabei kam dies raus:
   
Dies ist das Spannungs-Rauschen am Eingang.
Es entspricht bei 1 kHz dem im Datenblatt angegeben typischen Wert.
Bei 10 Hz liegt der Wert etwas unter den spezifizierten 1 nV/Wurzel(Hz).

Hier das Strom-Rauschen:
   
Die Dimension der vertikalen Achse ist pA/Wurzel(Hz), aufgrund der Rechenmethode steht da inkorrekt "pV/Hz1/2".
Der Strom ist bei 10 kHz etwa 2,6 mal so groß, wie im Datenblatt als typisch angegeben ( 1 nA @ 1kHz).
Bei 1 kHz ist er bereits 2,9 mal so groß.
Bei 10 Hz erreicht er 13 pA, das Datenblatt nennt 4,7 pA.

Bei allen drei Varianten kommt das Gleiche raus.

Der Rauschstrom scheint also nicht richtig implementiert zu sein.

MfG Kai

[DropOut]

Kann man das im Modell korrigieren?

[kaimex]

Das Modell ist in meinen LTSpice Versionen nirgends gelistet.
Im Program ist es wie (vermutlich) alle Analog Devices und Linear Technology OpAmps nicht zu öffnen.
Man kann allenfalls selbst ein Modell erstellen oder suchen, ob man eins aus dem vorigen Jahrhundert findet.

Ansonsten könnte man versuchen, sich bei Mike Engelhardt zu beschweren,
besser:
verwundert anzufragen, ob da ein Irrtum vorliegt.
Dann könnte man gleich weiter fragen, bei welchen OP-Modellen das Rauschen (korrekt) implementiert ist.

MfG Kai
Nachtrag: Bei
https://github.com/kicad-spice-library/K...ind/master
gibt es eine LinearTech.lib, die 4 Versionen des LT1028 enthält.
Das Rauschen ist bei LT1028, LT1028A & LT1028CS nicht wieder-erkennbar implementiert, die Einträge sind unkommentiert.
Bei der 4ten Version LT1028N wird auf einen MD1028 verzweigt, der Abschnitts-Überschriften enthält.
Eine davon lautet vielversprechend "noise sources".
Das Modell ist deutlich länger als die anderen drei. In meinen LTspice IV und XVII wird der LT1028N nicht gelistet.
File-Format ist html.

[DropOut]

Danke für deine Bemühungen, Kai. Aber für unseren Einsatzbereich ist das Stromrauschen in jedem Fall zu hoch. Ich würde dem 1028 immer eine JFET-Vorstufe geben (habe einen schönen gefunden), dann stört das Stromrauschen nicht mehr. In dieser Kombination sehe ich bis jetzt das Optimum. Beitrag dazu ist in Arbeit ...

Bis denne, lG Frank

[kaimex]

Genau das habe ich im Nachtrag zu #16 versucht zum Ausdruck zu bringen.
Geeignete Kandidaten als Ersatz für den BF862 sind CPH3910 und CPH6904 von OnSemi. Gibt es für circa 70 Cent bei Mouser.
Der CPH6904 besteht aus 2 CPH3910. Wenn du 10 Stück kaufst, kannst du im Prinzip 20 JFETs parallel schalten.
Haupt-Unterschied zum BF862 scheint die Eingangs-Kapazität zu sein: um 6 pF statt bei 2 pF. Bei 20 parallel resultieren dann 120 pF.
Dein Tonkopf benötigt aber sicher einige Hundert pF um bei 26 kHz zu resonieren.

Trotzdem habe ich mal geprüft, wie die LT1028 Modelle aus der LinearTech.lib rauschen.
Der LT1028 liegt mit en~1.3 µV/(Wurzel(Hz) 3 Größenordnungen über dem Datenblatt,
in ~ 116 pA/Wurzel(Hz) 2 Größenordnungen darüber.
Der LT1028A verhält sich praktisch genauso.
Der LT1028CS ist identisch mit dem LT1028.

Der LT1028N glänzt mit en ~ 0.79 nV/Wurzel(Hz) (etwas besser als Datenblatt) und in ~ 1pA/Wurzel(Hz) (wie Datenblatt).
Da hat sich anscheinend jemand um ein passendes Rausch-Modell bemüht.
Das Modell hat allerdings 6 Anschlüsse, während die OP-Symbole entweder 3, 5 oder 7 Anschlüsse haben.
Man muß sich also was passendes "schnitzen".

MfG Kai
Nachtrag: Hier gibt es einen lesenswerten Thread zur Thematik Low-Noise-JFETs + OpAmp:
https://www.mikrocontroller.net/topic/527931
Bei ebay werden übrigens immer noch BF862 (aus China) zu erträglichen Preisen angeboten. Es gibt allerdingsZweifel am behaupteten Hersteller (Zetex), außerdem Berichte über höheres Rauschen als bei Versionen aus Hongkong. Die NXP BF862 gab es sowohl aus China, als auch aus Hongkong. Mir ist nicht bekannt, was aus den Produktionsstätten geworden ist nach dem Rückzug von NXP.
Nachtrag 2: Durch den o.a. Thread bin ich auf den JFE150 von TI aufmerksam geworden. Ist einen Blick ins Datenblatt wert, das enthält auch Beispiel-Applikationen mit OpAmp.
Die Steilheit ist sogar höher als beim BF862, bei eventuell kleineren Drain-Strömen, hat aber etwa 24 pF Eingangs-Kapazität und nicht gerade kleines Crss. Das Verhältnis von Steilheit zu Eingangskapazität (Qualitätszahl für JFETs) ist also schlechter als beim BF862.

Korrektur: Die obige Angabe zur Eingangs-Kapazität des BF862 war falsch. Sie beträgt ca. 10 pF. Crss beträgt 1.9 pF, bzw 2.7 pF beim BF861

[DropOut]

Richi´s Lab: Philips BF862 2AW Fälschung

Dort ist man leider völlig skrupellos.

[DropOut]

Das ursprüngliche Ziel, nur mit einem möglichst rauscharmen OpAmp auszukommen, ist gescheitert. Der größte Rauschabstand wurde mit dem LT1007 erzielt, gerade einmal 60dB. Bei einem Rauschabstand des Bandes von 65dB ergäbe das eine deutlich hörbare Verschlechterung.

In unserem Fall der mittelimpedanten Quelle verspricht das Vorschalten einer FET-Stufe Besserung, da der Biasstrom in die Quelle verhindert wird und damit sein Anteil beim Rauschen. Rauscharme FETs findet man nur unter den JFETs (deutsch: SFETs). Und ich habe doch noch einen aktuellen gefunden: LSK489. Und in der Lib ist er auch noch!
en = 1.8 nV/√Hz @ 1kHz, 2.8nV/√Hz @ 10Hz
Für 1 kHz findet man besseres. Aber der 10Hz-Wert ist super, da versagen Standardtypen gern kolossal und die Datenblätter hüllen sich in Schweigen. Deshalb ist dieser JFET mein Favorit. Der sagenumwobene BF862 wirbt zwar mit 0.8nV/√Hz (was wirklich genial ist), aber bei 100kHz. Mehr steht dazu nicht im Datenblatt. Was ja nicht heißt, dass er bei NF wesentlich schlechter ist, ich weiß es aber nicht.

Also rein damit. Einfach als Source-Folger, ohne eigene Verstärkung. Ein LSK489 enthält 2 Transistoren. Die schalte ich gleich mal parallel. Das teilt die Rauschwerte noch mal durch √2.
   
45mV / 3.35µV => 62,5dB. Bisheriger Bestwert, aber Riesenschritte sind das auch nicht.

Letzter Versuch, ich schalte 4 Paar parallel. Das entspricht knapp 2 BF862 parallel. (Nur am Rand: So einfach parallel schalten ist nur in der Simu zulässig.)
   
45mV / 2,06µV => 66,8dB.
Durch die Vervierfachung der Eingangstransistoren verbessert sich das Rauschen der Eingangsstufe theoretisch um 6dB. Insgesamt bleiben nur 4dB übrig. Wir nähern uns dem Minimum von 76dB der Quelle asymptotisch.
Da der Rauschabstand des Bandes auch bei 65 dB liegt, erhalten wir für die Wiedergabe ca. 62 dB.

Wir nähern uns dem Ende der Fahnenstange. Man könnte die JFETs noch verstärkend betreiben. Dann dominiert deren Rauschen, Ergebnis völlig offen. Ob da was sinnvolles zu simulieren ist, ist jedoch fraglich. Die Rauschparameter von Transistoren werden oft schlecht bis gar nicht in die Modelle implementiert.

So long, liebe Grüße - Frank

[kaimex]

Einen weiteren sehr lesenswerten Thread zur Thematik rauscharme JFETs gibt es hier:
https://www.diyaudio.com/community/threa...335/page-5
Darin werden u.a. Insider-Informationen über den BF862 und ähnliche Typen mitgeteilt. 

Man könnte die JFETs noch verstärkend betreiben. Dann dominiert deren Rauschen, Ergebnis völlig offen. Ob da was sinnvolles zu simulieren ist, ist jedoch fraglich.

Wenn man das nicht tut, verschenkt man eine Menge.

Deine SNR Berechnung ist mir noch unverständlich.
Man benötigt für die Rechnung den Rauschpegel des WK-Kopfes mit Band,
muß die Wiedergabe-Entzerrung berücksichtigen
und das Ausgangsrauschen nach ITU-R 468 bewerten/filtern.

MfG Kai

[DropOut]

Das ist nur das Rauschen dieses linearen 40dB-Wiedergabevorverstärkers incl. TK als Quelle mit 15Ohm und 0,45mV @ 1kHz. Als Best Case sozusagen. Die Entzerrungen mit ihren Höhenanhebungen machen es kaum besser und vor allem der omega-Gang nach unten sicher auch nicht. Die A-Bewertung scheint mir unter diesen Bedingungen verzichtbarer Luxus.

---

Wie siehst du denn den Realismusgehalt von Rauschsimulationen mit diskreten JFETs, mit welchen Modellen könnte es Sinn machen? Ich habe auch nichts im WWW gefunden, dass jemand da schon mal was gemessen hätte. Wäre very nice to have.

[DropOut]

Meine praktischen Kenntnisse in JFET-Schaltungstechnik sind sehr nahe Null. In der der LSK489 Appnote fand ich so was, wüsste aber schon nicht, wie das zu dimensionieren wäre.

  LSK489appnote.JPG (Größe: 13.68 KB / Downloads: 411)

[kaimex]

Deshalb habe ich den Hinweis auf Datenblatt und Applikationsschriften zum JFE150 & JFE2140 gegeben. Da gibt es Beispielschaltungen, in den Applikationsshriften sogar mit Erklärung.

Simulationen mit diskreten FETs sind so zutreffend wie ihre Modelle.

Zu deiner o.a. Beispiel-Schaltung: JFETS sind am rausch-ärmsten bei den höchsten Drainströmen, also bei Ugs~0.
Also läßt man sie idR nicht mit 1 mA laufen, sondern mit 10...20 mA (auch wenn man mehrere parallel-schaltet).
Die nächste Herausforderung ist dann, einen dynamischen Drain-Last-Widerstand zu entwerfen, an dem eine Spannungs-Verstärkung von 5...10 möglich wird, ohne exzessiv viel Gleichspannungs-Abfall zu erfordern.
Noch ein "caveat": Uds darf nicht zu groß werden, sonst steigt der Drain-Gate-Leckstrom drastisch an und injiziert Rauschen in das Gate. Oft liegt diese Grenze bei  5 V

A-Bewertung ist nicht das Gleiche wie die aktuelle ITU-R 468. Bei letzterer werden die Höhen bei ~ 6.3 kHz um 12.2 dB angehoben.
A-Bewertung ist passe'.
Die typische Wiedergabe-Entzerrung beim Tonband hebt aber viel von der ITU 468 Bewertung wieder auf.

MfG Kai
Nachtrag: Die äquivalente thermische Rauschspannung am Eingang eines FETs ist en~Wurzel(4 k T 2/3 1/gm). Dabei ist gm die Steilheit des FET.
Das ist zugleich die Formel für die Rauschspannung an einem Widerstand Rn=2/3 1/gm.
Man sieht ihr an, daß größere Steilheit kleinere Rauschspannung bewirkt.
Die Abnahme der Rauschspannung bei Parallelschaltung von N FETs mit 1/Wurzel(N) bekommt man nur bei bei-behaltenem Drainstrom pro FET.
Hält man stattdessen die Strom-Summe konstant (reduziert also den einzelnen Drainstrom auf Id/N), dann verringert sich die Rauschspannung nur um 1/ 4.te_Wurzel(N).
Im ersten Fall bewirken 4 parallele (gleiche) Transistoren Halbierung, im zweiten Fall braucht man dazu 16.
Das liegt daran, daß beim (idealen) FET gm proportional zu Wurzel(Id) ist.
Nachtrag2:
Bei https://audioxpress.com/article/measurem...dern-jfets
beschreibt das jemand hübsch formel-mäßig,
zeigt eine Vergleichsgrafik und eine Vergleichstabelle der Rauschspannungen von 9 aktuellen JFETs.
Für den LSK489 werden da 3,4 nV/rtHz @ 1kHz angegeben, für den CPH3910 1,4 nV/rtHz.

[DropOut]

Also Kai, wenn du glaubst, dass ich dir böse wäre, wenn du mir z. B. an einen LT1007 eine schnucklige verstärkende JFET-Stufe ranbaust - nee, wäre ich nicht... Ich müsste da wirklich von sehr weit vorn anfangen, womöglich von zu weit vorn. Mbmn. bräuchte es keine komplette symmetrische Differenzeingangsstufe, DC-Offset kann uns egal sein. Aber nein, auch da bin ich mir nicht sicher.

LG Frank

[DropOut]

Der Original-Verstärker zum Kopf W2H9 kommt ohne Super-JFETs u. ä. aus, braucht aber einen Eingangstrafo. Ein Grund, wenigstens mal über so eine Variante nachzudenken. Das sieht so aus:
   

Dem Übertrager folgt ein recht normaler 2-stufiger Verstärker mit DC-Gegenkopplung vom Emitter T2 durch die Sekundärwicklung auf die Basis von T1. Die NF-Gegenkopplung kommt vom Emitterfolger T3 zurück zum Emitter T1. Also keine irgendwelche Rafinessen.
Zum Übertrager selbst ist nichts bekannt. Schauen wir mal, ob trotzdem was geht.

Mit einem Übertrager kann man quasi rauschfrei die Spannung erhöhen. Das SNR der Eingangsspannung erhöht sich dadurch natürlich nicht (wer das schafft bekommt den Physik-Nobelpreis ;-)  ). Aber die Eingangsspannung steigt und damit das Verhältnis zur (unveränderten) Rauschspannung des Verstärkers. Allerdings wird die Quelle viel hochohmiger. Deshalb darf der Verstärker möglichst keinen Rauschstrom liefern, d.h. es sind FET-Eingangsstufen erforderlich.

Damit sich das Ganze lohnt, hätte ich gern ein hohes Übersetzungsverhältnis von 1:100. Für eine Spannungsanpassung mit geringen Verlusten sollte die Primärinduktivität des Trafos etwa 10 mal so groß sein wie die des TK, also 750mH. Damit wird die Sekundärinduktivität zu 0,75H * 100² = 7500H!! Mit einer parasitären Kapazität von nur 100pF ergibt das eine Resonanz von 184Hz. Die Nummer kann ich mir wohl schon deswegen sparen.

Wie siehts denn aus mit 1:10? 0,75H * 10² = 75H. Macht mit 0,85pF Resonanz bei 20kHz. Auch das ist illusorisch.
Nun gut, ich verzichte auch noch auf die Spannungsanpassung und nehme Lp=Ltk=75mH. Damit halbiert sich zwar die Eingangsspannung, aber die Sekundärwicklung wird handlicher. Aus 1:10 wird dann aber effektiv nur noch 1:5. Also 75mH * 10² = 7,5H. Das scheint machbar.
   

Ergebnis: 2,25V / 0,51mV = 53dB. Ein Satz mit X - das war nix.

Also wie man was Sinnvolles mit einem Trafo anfängt, kriege ich wohl nicht raus - so jedenfalls nicht. Ich muss hier leider die Waffen strecken.

Grüße - Frank

[kaimex]

Die guten rauscharmen FETs gab es damals nicht.
Wenn man jetzt nicht in die Gänge kommt, muß man wohl möglich bald sagen, die gibt es nicht mehr.

Spannungs-Anpassung ist eine falsche Vorstellung (gibt es auch nicht wirklich).
Man muß zweckmäßig die Einheit von Tonkopf und Trafo zusammen betrachten. Ich behaupte mal "aus dem Bauch" heraus, daß Lk ~ Le des Trafos sein sollte. Ist aber vielleicht auch garnicht so wichtig.
Wichtiger ist, daß man etwa 10 dB über das Eigenrauschen des PreAmps kommt und den Frequenzgang nicht schmerzlich einschränkt.
1:100 Spannungs-Übersetzung wäre sicher vermessen. Es muß doch nicht mehr sein als der Original-Trafo. Die Größenordnung 1:10 ist wahrscheinlicher. Da denkst du in den falschen Größenordnungen.
Das hat schließlich zufriedenstellen funktioniert, oder ?
Geht es um Ersatz eines defekten Trafos oder um Verbesserung gegenüber dem Original ?

Für die "Rausch-Anpassung" an die üblichen rauscharmen bipolaren Transistoren ala' BC549 muß "omega L" sekundärseitig sicher im Bereich einiger kOhms bleiben, um keine Probleme mit deren Rauschstrom zu bekommen.

Bei der Kombination von JFET und OpAmp als rauscharmer AC-Verstärker wird ganz selten eine JFET-Differenzstufe benutzt, weil keine DC-Präzision erforderlich ist und vor allen Dingen, weil die Differenzstufe 3 dB mehr rauscht. Wenn man stattdessen die beiden FETs eines Dual-FETs parallel schaltet, wird man 3 dB besser.

Trafos aller mögliche Übersetzungs-Verhältnisse hat die Firma Haufe gebaut. Für Mikrofone an Röhren-Bandgeräten waren 1:10 bis 1:15 üblich. Damit wurden aus 200 Ohm dann 20 / 30 / 45  kOhm. Die findet man noch.

Beim PreAmp an einer induktiven Quelle ist noch der Effekt der Miller-Kapazität zu bedenken.
Wenn die Eingangsstufe eine Verstärkung von -V hat, wirkt die Drain-Gate-Kapazität Cdg wie (V+1)*Cdg parallel zu Ciss.
Beispiel: ein BF862 mit Crss ~ 2 pF und Ciss~10 pF hat bei V=-5 eine Eingangskapazität Ce von etwa 10 pF + 6 * 2 pF= 22 pF. 10 Stück parallel sind dann schon 220 pF. Dann muß man Kaskoden-Schaltung einsetzen, entweder mit bipolaren Transistoren (wirksames -V für den FET dann wohl < 1, oder mit einem gleichartigen FET, dann V ~ -1.

Oder man arbeitet auf den invertierenden Eingang eines OpAmps, der wirkt bekanntlich in nullter Näherung wie ein Kurzschluß (in erster Näherung allerdings als Induktivität).

MfG Kai

[DropOut]

Die guten rauscharmen FETs gab es damals nicht.

Eben, eben. Deshalb brauchte man Köpfe höherer Induktivität oder Eingangsübertrager.

Ich behaupte mal "aus dem Bauch" heraus, daß Lk ~ Le des Trafos sein sollte.

Lk = Le ist bekanntlich Leistungsanpassung und richtig, wenn es um Wirkungsgrad geht. Bei uns geht es nur um Spannung und da macht das einfach nur 6dB Miese ohne weiteren Nutzen. Für maximale Spannung entsprechend dem Übersetzungsverhältnis ist das Optimum sekundärer Leerlauf, auch Spannungsanpassung genannt.

Geht es um Ersatz eines defekten Trafos oder um Verbesserung gegenüber dem Original ?

Um den Neubau zum Betrieb eines nackten Laufwerks. Hardware ohne Laufwerk zu bekommen ist illusorisch, am illusorischsten ist es, einen originalen Übertrager zu bekommen.

Das hat schließlich zufriedenstellend funktioniert, oder ?

Ich wäre nie auf eine andere Idee als einen 1:1 Nachbau gekommen, aber - s.o.

Bei der Kombination von JFET und OpAmp als rauscharmer AC-Verstärker wird ganz selten eine JFET-Differenzstufe benutzt, weil keine DC-Präzision erforderlich ist und vor allen Dingen, weil die Differenzstufe 3 dB mehr rauscht. Wenn man stattdessen die beiden FETs eines Dual-FETs parallel schaltet, wird man 3 dB besser.

100 pro Ihrer Meinung Euer Ehren ;-)

Trafos aller mögliche Übersetzungs-Verhältnisse hat die Firma Haufe gebaut. Für Mikrofone an Röhren-Bandgeräten waren 1:10 bis 1:15 üblich. Damit wurden aus 200 Ohm dann 20 / 30 / 45  kOhm. Die findet man noch.

Habe ich schon gesehen. Falls 200 Ohm bei 1kHz gemeint sind, wären das 32mH. Für 750mH müsste man 23 in Reihe schalten.

Oder man arbeitet auf den invertierenden Eingang eines OpAmps, der wirkt bekanntlich in nullter Näherung wie ein Kurzschluß (in erster Näherung allerdings als Induktivität).

Habe ich auch schon dran gedacht. Damit werden die Rauschspannung und Induktionsspannung zu Rauschstrom und Induktionsstrom, zu denen sich der Biasstrom addiert. Ich sehe da erst mal keinen Vorteil.

LG Frank

[kaimex]

Zu
"Lk = Le ist bekanntlich Leistungsanpassung und richtig, wenn es um Wirkungsgrad geht. Bei uns geht es nur um Spannung und da macht das einfach nur 6dB Miese ohne weiteren Nutzen. Für maximale Spannung entsprechend dem Übersetzungsverhältnis ist das Optimum sekundärer Leerlauf, auch Spannungsanpassung genannt."

Das ist falsch. Von Leistungs-Anpassung kann nur bei Wirk-Widerständen die Rede sein, nicht bei imaginären Werten (j *omega*L).
Die Randbedingungen sind hier andere, nämlich die gewünschte Bandbreite, die sich aus der am PreAmp wirksamen Induktivität und den dort vorhandenen Kapazitäten ergibt. Dadurch wird der maximalen Induktivität eine Grenze gesetzt.
Die zweite Randbedingung ist die erforderliche Anpassung an Un und In des Verstärkers. In fließt in die hoch transformierte Impedanz Z der Quelle,das ist im mittleren Frequenzbereich im Wesentlichen die hochtransformierte WK-Induktivität plus die Streu-Induktivität des Trafos.
Das sollte zu En & In passen in dem Sinn, daß die Summe von |En|² und |Z*In|² im wichtigsten Frequenzbereich ein Minimum annehmen sollte.
Beide Bedingungen setzen der maximal möglichen Trafo-Induktivität eine Grenze.
Ein dritter Punkt ist, daß das Ziel hoher Induktivitäten idR mit hohen Verlusten durch dünne Drähte einhergeht, was auch noch zusätzliches Rauschen bewirkt.

Zu
"Falls 200 Ohm bei 1kHz gemeint sind, wären das 32mH. Für 750mH müsste man 23 in Reihe schalten.":
Verstehe ich nicht. Worauf beziehen sich die 750 mH und was müßte warum in Serie geschaltet werden ?

Wenn man Audio-Signale einer reellen Quelle mit 200 Innenwiderstand per Trafo koppeln will, hat man andere Randbedingungen.
Dann setzt die gewünschte untere Grenz-Frequenz der primären Trafo-Induktivität eine untere Grenze mittel Lmin=R/(2 pi fg).
Beispiel: besagte 200 Ohm, gewünschte untere Grenz-Frequenz: fg=50 Hz. Dann muß Lp mindestens 0.64 H haben.
Bei einem 1:10 Trafo führt das dann zu Ls=64 H, was zusammen mit der Eingangskapazität des Verstärkers inklusive Verdrahtung schon zu unerfreulichen Einbußen am oberen Ende des Audio-Bereiches führen kann. Man muß dann Abstriche beim gewünschten Transformationsverhältnis machen oder aktive Tricks anwenden.

MfG Kai

[DropOut]

Ich bin kein Audio-Profi. "200 Ohm" habe ich als Betrag der Primär-Impedanz bei 1kHz verstanden. Es ist doch eine reine Induktivität, deren Impedanz nun mal proportional zur Frequenz ist. 200 Ohm kann sie also nur bei einer Frequenz haben. Bei einem Micro, das auch hauptsächlich induktiv ist, stört das nicht. Das hat dann bei 100Hz auch nur 20 Ohm, eben so wie der Übertrager.
Der 75mH-Kopf hat so verstanden bei 1 kHz 471 Ohm, wird also von so einem Übertrager teilweise kurzgeschlossen.
Bei 1:10 - was ist da gemeint? Das Spannungsverhältnis oder das Impedanz- sprich Induktivitätsverhältnis. Ich weiß das nicht und in den Datenblättern steht dazu nichts.

[Ferrograph]

Hallo zusammen,
in diesem Beitrag hatten wir bereits über die Anpassung eines DDR Goldpfeil Wiedergabekopfes mittels Eingangübertrager gesprochen.
Der originale Übertrager hatte ausgemessen folgende Daten:

Ü= 1 : 4
Rdc = 20 : 340 Ohm
Lp = 800mH
Ls = 14,7 H

Mit den 12dB Gewinn sollte sich doch die Rauschbilanz deutlich verbessern?

Eingesetzt habe ich dann einen 1 zu 4 Übertrager mit abweichenden Werten,

Rdc = 50 zu 265 Ohm
Lp = 1,6 H
Ls = 24 H

Ich konnte den Wiedergabeverstärker nach Vorgabe abgleichen.

Gruß Jan

[DropOut]

Hättest du solche Übertrager verfügbar?

[Ferrograph]

Hallo Frank,

diese preisgünstigen Übertrager NTL4 sind ungeschirmt.
Ich würde dann eher die geschirmte Variante NTM4 nehmen.
Die kosten allerdings mindestens 59 EUR pro Stück.

Gruß Jan

[user-332]

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[...] diese preisgünstigen Übertrager NTL4 sind ungeschirmt.
Ich würde dann eher die geschirmte Variante NTM4 nehmen. [...]

Zum Neutrik-Verständnis:

• NTE: Eingangs... (gab es als NTE1, NTE4, NTE10,NTE??? immer 'ungeschirmt')
  
• NTM: Mikrofon... (NTM-4, also 1:4; entspricht dem A-700 Eingangstrafo - der NTM-1 ist m.E. Neutrik-spezifisch)
  
• NTL: Line.......... (m.W. nur NTL-1, also 1:1)
  

s.a.: Herkunftsverweis & zum x-ten Male: 'wissenschaftl. Hygiene'...

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PS 2024: speziell zum NTE-4 sowie anderen (ganz unten weiterblättern )...

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©DK1TCP ©HB9DFZ

[DropOut]

Der originale Übertrager hatte ausgemessen folgende Daten:

Ü= 1 : 4
Rdc = 20 : 340 Ohm
Lp = 800mH
Ls = 14,7 H

Ich hatte Lp≥750mH vorgeschlagen. Keine weiteren Fragen euer Ehren ;-))
Ü=1:4,3.

Eingesetzt habe ich dann einen 1 zu 4 Übertrager mit abweichenden Werten,

Rdc = 50 zu 265 Ohm
Lp = 1,6 H
Ls = 24 H

Der passt auch gut, ist jedenfalls nicht zu niederimpedant. Ü=1:3,9 passt auch.
Hast du so was noch? Das ist doch kein NTE-4?!

[DropOut]

Ich verstehe die Daten des NTM4 nicht, kann mich mal jemand aufklären?
Impedanzverhältnis: 200:3.2k
E / A - Impedanz: 200:10k ???
Ü = 1:4 => Z 1:16 = 200:3.2k

primary 8H @ 30Hz => |Zp| = 1,5k @ 30Hz / = 50k @ 1kHz ???

Fragende Grüße - Frank

[kaimex]

Mit 1:ü oder 1:N o.ä. ist immer das Spannungs-Übersetzungs-Verhältnis gemeint oder das Verhältnis der Windungszahlen bei einem idealen Trafo.
Die Imedanzen werden dann mit 1:ü² umgesetzt. Welche Zahlen man da dann für die Öhmer verwendet, ist bei einem idealen Trafo egal.
0,8 H bei 1 kHz ergeben etwa j*5 kOhm. Mit der Quell-Impadanz hat das nichts zu tun.
Für das Zusammenspiel mit dem nachfolgenden Verstärker ist wesentlich, welche Induktivität dem präsentiert wird.  Zusammen mit sämtlichen dort wirksamen Kapazitäten ergibt sich die obere Grenzfrequenz bzw Resonanzfrequenz.
Wer es mit der Trafo-Induktivität übertreibt, "schießt sich ins Knie".
Wichtig ist in dem Zusammenhang der Koppelfaktor des Trafos, wenn man rechnen will.
Man kann natürlich auch "einfach" die resultierende Induktivität von WK+Trafo messen.
Bei Trafos mit viel Metall in der Nähe ist die Induktivität Frequenz-abhängig (nimmt ab mit zunehmendem f). Es reicht dann nicht, L bei 1 kHz oder gar unbekannter Frequenz zu messen.

MfG Kai

[DropOut]

Welche Induktivität "präsentiert" ein NTM4 mit der Primärseite dem Tonkopf?

[kaimex]

Der NTM4 rauscht am Eingang mit etwa 1.6..7 nV/rtHz.
Das ist mehr als bei den besten JFETs.

MfG Kai

[user-332]

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Welche Induktivität "präsentiert" ein NTM4 mit der Primärseite dem Tonkopf?

Hast Du das Datenblatt schon mal gelesen? U.a. hier zu finden; da steht's drin!

PS: @Ferrograph: bist Du 'dieser' Jan?

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©DK1TCP

[DropOut]

Ich habe seit heute das hier:
   
   
Hier und in dem PDF steht etwas von 8H @ 30Hz.

Die glaube bzw. verstehe ich nicht, s. #41. Das passt nicht zum Rest.

Danke und Grüße
Frank

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@ Kai: Ja gut, bzw. schlecht. Aber vor allem weiß ich noch immer gar nichts zur primären Induktivität des NTM4. Das ist aber die Grundvoraussetzung zur Frage der Einsetzbarkeit.

[kaimex]

   

Das ist immerhin mehr, als man bei Neutrik über den NTE4 findet.

Besser als glauben wäre messen.
Zumal man den Koppelfaktor  oder die Streu-Induktivitäten braucht.
Und die Sekundär-Wicklung dürfte auch allerlei Eigen-Kapazität haben.

MfG Kai

[DropOut]

Zum Messen müsste man einen haben und zum danach Wegschmeißen ist er a Weng zu teuer.

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Den DC-Widerstand kenne ich jetzt schon auswendig, interessiert mich aber als letztes.

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Das Thema Eigenkapazität konnte man gut zu Röhrenverstärkerzeiten lernen, für den Ausgangstrafo. Wer da einfach drauflos wickelte, hatte ein trauriges Erwachen.

[user-332]

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Weil Du so hartnäckig bist, hier eine aufschlußreiche Sammlung, deren Herkunft ich nicht mehr nachvollziehen kann - ich vermute aber, sie kam 2004 von HJR™, Stempel von Neutrik© sind auch drauf, also ziemlich reell:


  Neutrik_NTM_NTL Daten.PDF (Größe: 1.5 MB / Downloads: 16)

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©DK1TCP

[Ferrograph]

PS: @Ferrograph: bist Du 'dieser' Jan?

Jo, ich bin dieser jener.

Edit: Sorry, habe den verlinkten Artikel noch mal durchgesehen, der Artikel ist doch nicht von mir, will mich nicht mit fremden Federn schmücken.

Gruß Jan