Rauscharmer JFET Vorverstärker

[DropOut]

In Wiedergabeverstärker: Rauschen
wird ein rauscharmer linearer Vorverstärker mit ≥40dB und ≤0,3nV/√Hz Eingangsrauschspannung benötigt. Letzteres ist nicht ohne, mal sehen ob das mit einer JFET-Vorstufe gelingt.

Kurz vornweg: Das ist mein erstes JFET-Projekt. Ich bin zwischen BC109 und 2N3055 (genauer SC239 und KD503) aufgewachsen. Über JFETs weiß ich in guter Näherung nichts, habe mir in der letzten Woche etwas angelesen. Es ist von Wissenslücken und Missverständnissen auszugehen. Korrekturen und Hinweise sind ausdrücklich erwünscht! Auch deshalb führe ich hier meine Vorgehensweise so detailliert auf, dass ich bei Irrtümern erwischt werden kann.

Jetzt also ein Vorverstärker mit JFET-Vorstufe. Soviel ist klar: 0,3nV/√Hz sind eine Ansage. Während die Anforderungen an den OpAmp durch die Vorstufe entspannter werden (LT1007 sollte mehr als gut genug sein), sind unter den JFETs die besten nicht gut genug, so dass mehrere parallel geschaltet werden müssen.

1. Auswahl des JFETs
Lange war der BFA862 das Maß der Dinge. Den gibt es seit Jahrzehnten nur noch als Fälschung aus China. Eine Rauschmessung moderner Typen gibt es hier: https://audioxpress.com/article/measurements-rate-new-smt-low-voltage-jfets-under-consistent-conditions-an-update-using-modern-jfets
   
Gemessen wurde mit ID=1mA. Die besten im NF-Bereich sind in der Reihenfolge:
           en(nV/√Hz)      NF(dB)        IDSS(mA)    VGSoff      yfs(mS)  VGDS(V)  Preis(€)
CPH3910    ~1.2**          2.1 @ 100MHz  20..40      -0.6..-1.8  40       -25      0,7x Farnell/Mouser
CPH6904=2xCPH3910                                                                  0,72 Mouser
MMBF5103*  ~1.3**              -         10..40      -1.2..-2.7  -        -40      0,25 Reichelt
2SK2349    ~1.4**          1.0 @ 1kHz    10..42      -0.3..-1.0  38       -15      -
BSR58*     ~1.4**              -          8..80       0.8..4?    -        -40      0,5x Farnell/Mouser
Hab ich auch noch gefunden:
JFE150     0.8 @ 5mA           -         24..35..46  -0.9..-1.1? 68       -40      3,10 Mouser
JFE2140    0.9 @ 1kHz/5mA      -         12..18..23  -0.9..-1.5  30       -40      2,29 per 2500Stk.
           2.4 @ 10Hz/2mA
IFN152     1.0                 -          5..20      -0.5..-2.0  30       -20      15,84 Mouser
2SK152     1.2 @1kHz/10mA  1.8 @ 100MHz  10..42      -0.5..-2.0  25       -15      -
Zum Vergleich Yesterday´s Hero:
BF862      0.8 @ 100kHz        -         10..25      -0.3..-1.2  45       -20      -
* : keine Rauschparameter vom Hersteller spezifiziert
**: aus der Grafik abgeschätzt

#1 ist eindeutig der JFE150: geringste Rauschspannung, größte Steilheit, hohe Betriebsspannung. Leider ist er auch der teuerste.
#2 CPH6904=2xCPH3910 mit 2 Transistoren zum Preis von einem. 2 parallel, → 1,2nV/√Hz / √2 = 0,85nV/√Hz.
#3 wäre noch der MMBF5103. Es ist aber keine Steilheit angegeben und die Rauschparameter sind auch nicht spezifiziert.

Das beste Preis/Leistungsverhältnis hat der CPH6904. Die angestrebte Rauschspannung erreichen wir mit 8 Pärchen parallel: 1,2nV/√Hz / √16 = 0,3nV/√Hz. Stört die Eingangskapazität? 6pF • 16 = 96pF. Resoniert mit den 75mH unseres TK bei 59kHz, also kein Problem.

Die besten Werte liefert der JFE150! Er hat eine größere Steilheit. Und man braucht im Vergleich zum CPH6904 nur ½ so viele Transistoren und entsprechend weniger Gesamt-Drainstrom. Beides vergrößert die Verstärkung, falls man mit Drain-Widerstand arbeitet (was ich erst einmal anstrebe). Von der Papierform ist er sogar einen Tick besser als der BF862 (Steilheit)!

2. Spice Modelle
Womit modelliere ich? Im WWW habe ich immerhin etwas gefunden:
.model BF862  NJF(BETA=33.9m VTO=-508m LAMBDA=24.26m RD=0.5 RS=0.5 N=1.255 M=0.6  PB=0.5  IS=119f  CGD=7.5P CGS=9.5p  FC=0.5 BETATCE=-0.5 VTOTC=-2m  AF=1 KF=8.75E-17 ISR=3P NR=2 ALPHA=1E-3 VK=6.0E2 MFG=NXP)
.model NJFE150 NJF(BETA=31m  VTO=-975m LAMBDA=16.95m RD=3.5 RS=4.2 N=1    M=0.33 PB=0.705 IS=5.34f CGD=6.3p CGS=20.3p FC=0.5 BETATCE= 0.5 VTOTC=2.5m AF=1 KF=3.25e-18)
.model CPH3910 NJF(BETA=25.6m VTO=-1.23 LAMBDA=33m    RD=7.6 RS=7.6 N=1.111 M=0.36 PB=0.6  IS=10.3f CGD=5.6p CGS=5.6p  FC=0.5)
Es geht mir nur um die DC/AC-Modellierung. Dafür wird es hoffentlich reichen. Rauschparameter enthalten die Modelle von Transistoren allermeistens nicht.
Den JFE150 könnte man mit PSPICE-FOR-TI wohl auch bzgl. Rauschen modellieren. Habe ich noch nie probiert, mal sehen....

3. DC Arbeitspunkt
Da gibt es mit Blick auf Rauschen folgendes zu beachten:
3.1. VDS≤5V. Für geringen Klirr VDS≥2V. Also VDS=2V.

3.2. IDS "so groß wie möglich" heißt es. Das skaliert aber auch nicht linear. In Schaltungsbeispielen sieht man 1...5mA. Der JFE150 erreicht ein Rauschminimum bei 5mA:
   
Also IDS=5mA scheint mir ausreichend.

3.3. Dimensionierung von RS:
Das ist mein erstes Problem. Es ist wohl nicht so einfach wie RE bei einem Bipolartransistor. Da ist in ausreichender Näherung RE = (VB - 0,6V) / IE. VBE ist eben bei allen Si-Transistoren 0,6...0,7V.
Ich habe bei JFETs noch nichts anderes gesehen als VG=0V, angelegt über ein RG=1M gegen GND. Mit IDS stellt sich über RS eine Spannung -VGS = RS • IDS ein (IS = ID). Welche VGS wir brauchen, zeigt dieses Diagramm für den JFE150:
   
IDS = 5mA ergibt sich also mit -VGS ≈ 550mV. → RS = 550mV / 5mA = 110Ω.

3.4. Dimensionierung von RD:
Für minimales Rauschen ist neben der geringen Rauschspannung des JFETs eine möglichst hohe Spannungsverstärkung wichtig, mindestens Faktor 10, mehr als 100 bringt nicht mehr viel. Die Spannungsverstärkung ist proportional zu RD, d.h. RD möglichst groß. Durch RD fließt aber erst einmal IDS. Da dieser schon fest liegt, kann RD nur durch steigende Bertriebsspannung erhöht werden. Deshalb nehme ich erst mal VDD = 30V. Damit wird VRD = VDD - VDS - VS = 30V - 2V - 550mV = 27,45V. Damit ergibt sich RD = 27,45V / 5mA = 5k49.

Das wäre erst mal alles und das will ich jetzt auch so in der Simu sehen.

JFE150:
   
Na gugge da - geht doch! VD ist mit RD=5k49 etwa 300mV zu gering für VDS=2V. Mit RD=5k425 wird VD=2.565V, die anderen Werte ändern sich nur minimal. Es zeigt sich eine sehr hohe Empfindlichkeit der Einstellung von VD mit RD. Da muss in der reellen HW ein Trimmer mit rein!

Jetzt stelle ich noch die APs für die anderen beiden JFETs ein. Ich nehme gleich die Modelle und mache das in der Simu.

BF862:
Für ID=5mA musste RS auf 26Ω verkleinert werden, das "will" er nicht wirklich.
Lässt man RS=110Ω, stellen sich ziemlich genau 2,5mA ein. Das scheint ein üblicher Wert für den BF862 zu sein. Dann muss man aber RD etwa verdoppeln. Am Ende kommt das raus:
   

CPH6904:
Das sind 2 CPH3910 auf einem Die, die wir direkt parallel schalten können. 2 einzelne bräuchten wg. möglicherweise unterschiedlicher Parameter jeder seinen eigenen RS. Zwei benachbarte von einem Wafer sind aber wirklich gleich genug, dass man das machen kann. Aber jeder braucht die 5mA, deshalb werden RD und RS gleich mal halbiert.
   

4. AC Verstärkung
Die Verstärkung ergibt sich aus yfs, RD und dem gegenkoppelnden RS.

G = -  yfs • RD_
      yfs•RS + 1

         Simu Rechnung  Gain mit RS=0*
JFE150 : 31,5  43        367
BF862  : 59,5  66        495
CPH6904: 22,5  27        108
Die Unterschiede erklären sich u. a. aus unterschiedlichen Steilheiten in Simu und Rechnung.
*: erhält man mit einem C parallel zu RS
Der BF862 hebt sich heraus, aber hauptsächlich weil er mit halbem ID den doppelten RD hat.
K ist übrigens < 0,01%.

Diese Verstärker wären so einsetzbar. Ich brauche aber weniger Rauschen und muss dafür mehrere JFETs parallel schalten. Das hat einige Konsequenzen, über die ich noch etwas nachdenken muss. Deshalb stelle ich hier erst mal dieses Zwischenergebnis vor.

Fortsetzung folgt
Frank

[kaimex]

Moin,

ich habe erstmal nur bis Abschnitt 3.3 gelesen.

ich halte nach den zur Verfügung stehenden Daten den CPH3910 für besser als den JPE150:
CPH3910: gm/Cin=40 mS/6pF=6.66 GHz
JPE150 : gm/Cin=68 mS/24 pF=2.8 GHz
Dieses Güte-Maß ist beim CPH3910 also mehr als doppelt so groß.

Der JPE150 hätte nur den Vorteil, mit einem einzigen Chip bei Einstellung auf Idss weniger zu rauschen.
Das Bild unter 3.2 paßt nicht zum üblichen Verhalten von JFETs. Deren Rauschspannung nimmt mit zunehmendem Id ab bis Idss.

Berechnung von Rs:
Ich nehme mal an, mit Rs ist ein Gegenkopplungs-Widerstand im Source-Zweig gemeint.
Die Berechnung von Rs ignoriert völlig dessen Rauschbeitrag.
Wenn man auf eine gesamte Eingangs-Rauschspannung von 0.3 nV/rtHz hinarbeitet, dann muß Rs hinreichend klein sein.
Ein Widerstand von 5.4 Ohm hätte eine Rauschspannung von 0.3 nV/rtHz.
Zusammen mit einem Mehrfach-JFET von 0.3 nV/rtHz käme man dann auf 0.424 nV/rtHz.
(110 Ohm rauschen mit 1.35 nV/rtHz.)
MaW, sowohl FET als auch Rs müssen weniger rauschen, wenn man auf 0.3 nV/rtHz kommen will.

MfG Kai
Nachtrag zum tabellarischen Rausch-Vergleich:
Der CPH3910 ist bei Id=1mA mit 1.2 nV/rtHz angegeben, (In der Arbeit, aus der das Bild stammt , steht 1.4 nV/rtHz),
der JFE150 bei 5 mA mit 0.8 nV/rtHz.
Daraus wird geschlossen, der JFE150 sei besser.
Man muß bei gleichen Strömen vergleichen.
Bei einem idealen FET ohne Serien-Widerstände würde gelten En~1/Wurzel(Wurzel(Id)) wegen gm~Wurzel(Id) und En~1/Wurzel(gm).
Danach sollte ein CPH3910 bei 5 mA mit 1.2nV/Vierte_Wurzel(5)=~0.8 nV rauschen.
Man kann den CPH3910 aber auch mit 10/20/30/40 mA "laufen" lassen. Dann sollte er noch weniger rauschen.

[DropOut]

Na dann schaue ich mir gern den CPH3910 noch mal näher an. Genauer den CPH6904, da bekommt man 2 JFETs zum Preis von einem! Noch schöner ist, dass man da zwei Transistoren auf einem Die hat, diese also direkt parallel geschaltet werden können.

Also Schluss mit Stromsparen und runter mit dem rauschenden RS. Was kostet die Welt?!
   
Knapp 14mA pro JFET und im Fall von 8 Transistoren RSges=15/4=3,75. Lassen wir das so? Wir verbraten dann 30V • 4 • 27,5mA = 3,3W pro Kanal. Das meiste in RD: (4 • 27,5mA)² • 250Ω = 3,025W. Also ein paar Luftschlitze in das Abschirmgehäuse!

In der Simu ist Gain = 23. Da wäre ein wenig mehr gern gesehen. Aber da geht wohl wegen yfs=40mS nicht mehr(?). RS kann ich nicht mit einem C überbrücken, da koppelt später die GK ein.

[kaimex]

Ich habe den Eindruck, daß du weder
Samuel Groner: "A low noise laboratory-grade measurement preamplifier" von
http://www.nanovolt.ch/publications/index.html
noch die TI Application Notes slpa018.pdf & slpu009.pdf gelesen hast.
Außerdem lesenswert ist zB
https://www.ncbi.nlm.nih.gov/pmc/articles/PMC3470605/
Weitere ähnliche Artikel werden gelistet zB bei
https://pubmed.ncbi.nlm.nih.gov/23020394/
Man muß das Rad nicht neu erfinden. Andere habe das längst gemacht und veröffentlicht, wie es geht.
Für Groner's Schaltung kann man Platinen kaufen.
Von TI gibt es Evaluation Boards.

MfG Kai

[DropOut]

Warum nicht?
Der OpAmp kommt schon noch. Ich wollte erst mal einen JFET richtig betreiben und mehrere parallel schalten, habe ich alles noch nicht gemacht. In der closed loop sehe ich ja nicht mehr, wieviel Gain von der Vorstufe kommt. Das sollte erst mal alles in Ordnung sein und ich wollte verstehen, was ich tue. Hab ne Menge gelernt.
Den Groner-Artikel muss ich kaufen? Warum - bin doch bald fertig (hoffe ich naiverweise).

LG Frank

[kaimex]

Der Groner-Artikel ist mehr als seinen Preis wert (2,99 € ?).
Lesen beschleunigt das eigene Voran-Kommen.
In der closed loop sieht man immer noch die Verstärkung der Vorstufe, wenn man das Richtige darstellt.
Die Spannungs-Verstärkung des FET ist dann Vd/(Vg-Vs), (AC-Analyse).

MfG Kai

[DropOut]

Die Schaltung in in den JFE150 Applikationen slpa018 und slpu009 z.B.
   
ist nicht sehr hilfreich, wenn man mehrere JFETs parallel schalten muss  - wg. der galvanischen Ankopplung des OpAmp Ausgangs an Source. Das geht dann so nicht und wozu es gut sein soll, erschließt sich mir auch nicht, da der DC-AP des JFETs dadurch jedenfalls nicht stabilisiert wird, es gibt keine closed loop über den JFET für DC. Finde diese Variante - in aller Bescheidenheit - eigentlich besonders umständlich.
Habe schon was gefunden, wie das problemlos gehen sollte - coming soon.
Katzen im Sack kaufe ich besonders ungern. Wenn der Groner so hilfreich ist wie die obere Schaltung? ...

---

Wenn ich das richtig verstehe, stellt S des JFETs in obiger Schaltung den "invertierenden Eingang" des Gesamt-Verstärkers dar und ist damit eine virtuelle Masse für AC. Das hätte maximale Leerlaufverstärkung des JFETs zur Folge (?) - prima.
Ich kann aber nicht mehrere virtuelle Massen an jeder S von mehreren Transistoren haben. Oder hat der Groner da die Lösung für?

[DropOut]

Aber die einfache Lösung, die mir vorschwebt, tut das wohl. ??? Muss noch ein bisschen drüber nachdenken.

[kaimex]

Die virtuelle Masse ist am negativen Eingang des OP.
Der Gegenkopplungs-Widerstand ist galvanisch angeschlossen, weil sich bei zwei CR-Hochpässen in der Gegenkopplungsschleife gern eine Resonanz am unteren Frequenzgang-Ende ausbildet.
Es gibt auch Lösungen mit DC-Gegenkopplung bzw Arbeitspunkt-Regelung und parallel geschalteten FETs.
Ob man FETs einfach parallel schalten kann, hängt von der Id(Vgs) Streuung ab.
Bei Parallelschaltung bekommen alle das gleiche Ugs.
Die Steilheiten streuen dann nur noch mit Wurzel(Id), die Rauschspannungen nur mit 1/Wurzel(Wurzel(Id)).
Einige der Freaks in dem Audio-Forum kaufen eine große Anzahl von FETs und selektieren die nach.
Da gibt schon mal einer 1000 $ für 64 FETs a' 16 $ von InterFet aus.

Ich habe hier eine Platine mit 80 direkt parallel geschalteten BF862 (markiert mit 2AW 08). Sollte rechnerisch für optimistische 0.1 nV/rtHz gut sein. Die Hersteller fanden nicht nötig, mehr zu tun. Ich weiß aber auch nicht, ob sie sich der potentiellen Nachteile bewußt waren.

MfG Kai

[kaimex]

Hier eine einfache Prinzip-Schaltung,
wie man mehrere JFETs zwecks Rausch-Minderung parallel schalten kann
aber dennoch individuell "biased":
   

Es handelt sich nur um eine beispielhafte Rechnung mit nicht geprüften Modellen des BF861B und des LT1056.
Die Siebung der Betriebs - und Vorspannungen ist weggelassen, damit das Prinzip deutlich wird  .

MfG Kai

[DropOut]

"Es gibt ein Leben neben der Tonbandlerei, aber das ist sinnlos." Oder so ähnlich ...
Jetzt geht´s endlich weiter.

Zu #10:
DAS ist eine elegante Schaltung u.a. mit geschlossener DC-Schleife. Kleine aber feine Details machen den Unterschied zu der Schaltung in #7 aus. Wenn man so eine Schaltung hat, braucht man keine neue erfinden.
Der eigentliche Witz der Schaltung ist der Spannungsteiler R4/R3. Damit wird der Eingang des OpApms auf das Potential von VD eingestellt und man kann die DC-Schleife schließen.

Wg. neuer "lessons learned" denke ich noch einmal über die Reduzierung des Rauschens nach. Wenn IDS ebenso wie die Transistoranzahl mit der √ skaliert, ist es egal, ob ich 8 Transistoren mit 10mA nehme, oder einen mit 80mA. Die Grenze liegt bei IDSS.

Der CH3910/6904 ist spezifiziert mit IDSS=20...40mA @ VDS=5V. Ein Diagramm zeigt 30mA @ 5V, das entspricht der Mitte. VGS=5V wird als Grenze beschrieben, um sich kein Gaterauschen einzufangen. Ich wähle sichere 20mA @ 4V. Mal sehen, was die Simu dazu sagt.
Mit 20mA erhalten wir für einen CH3910 1,4nV/√Hz / √20 = 0,313nV/√Hz und wären schon aus dem Schneider. Da es wenig kostet, schalte ich 2 Paare parallel ... / √4 = 0,15nV/√Hz. Können wir gebrauchen.

R5/6 stellen VD auf 4,0V ein.
RS1/2=375Ω stellen bei VS~0V 40mA für ein Paar ein.
Über RD fällt 11V ab. Für 80mA muss er also 137,5Ω haben.

Fehlt noch die Gegenkopplung. R2/4 werden zwecks minimalem Rauschen zu 5.1Ω gewählt. Für eine gewünschte Verstärkung von 40dB werden R1/3 zu 5.1||375 • 99 = 498Ω.

Simu an:
VS stellt sich zu 244mV ein, da wäre also noch etwas Luft für höheren Strom.
Vout stellt sich zu 675mV ein.

Ich gleiche RD so ab, dass über R1 und R3 keine Spannung abfällt (Vout=VS) bzw. durch diese kein Strom fließt. Damit ist der Ausgang von U1 im Arbeitspunkt stromlos. Jetzt sieht DC so aus:
   

Und AC?
Ich greife späteren Erkenntnissen vor und schaue mir die Verstärkung der Vorstufe allein an:
   
V=11,7. Das ist recht wenig, das verringert die "Rauschabstands-Ausbeute".

Helfen würde nur ein größerer RD. Für gleichen IDS muss die Spannung steigen. Die -15V Vss werden nicht gebraucht. Hier genügen -5V als Vss für den OpAmp. Ich lege also "Masse" 10V tiefer. Auf "Masse" liegen ja nur RG und R6. Ich baue einen Spannungsteiler, der 5V über VSS und weitere 4V mehr für den VD-Pegel liefert. Das sieht dann so aus:
   

Wie sieht die Verstärkung der Vorstufe jetzt aus?
   
V=20. Ein lohnender Fortschritt. Der LT1007 kann 44V, da ginge noch was. Dann braucht man aber eine Spannungsquelle zusätzlich zu den ±15V.

Es wird Zeit, den OpAmp ins Spiel zu bringen. Ich greife wiederum späteren Erkenntnissen vor und schaue mir gleich den Frequenzgang bis in den HF-Bereich an. Vorher muss ich neu berechen R1/3 zu 5.1||131 • 99 = 498Ω.
   
Grüne Kurve: -180° werden bei 19MHz erreicht und da sind noch 18dB. Das schwingt prima.
Es sind zwei Tiefpässe zu sehen. Der erste etwa bei 1,5MHz, der zweite bei etwa 10MHz. Wo kommen die her?

Ich habe mir Vorstufe und OpAmp getrennt angesehen. Die Vorstufe verstärkt mit 26dB aber an der Phase dreht sie nicht.
Die Phasendrehung kommt also allein vom LT1007. Der LT1007 ist für G=1 kompensiert.

Ich vergleiche den Gesamt-Verstärker mit einem alleinigen LT1007-Verstärker (cyan Kurve):
Die 26dB mehr Leerlaufverstärkung bewirken, dass die Verstärkung nicht ab etwa 100kHz abfällt, sondern erst ab 1MHz und ab da 26dB höher liegt, die 0dB also entsprechend später erreicht werden.

Ich versuche also die Verstärkung ab 100kHz wieder abzusenken (die benötige ich ja nicht):
   
Das hat funktioniert! Bei 0dB -110° ist problemlos .

Keine Probleme mit dem NF-Frequenzgang:
   

Und auch der Klirrfaktor ist i.O.
   

Ich hoffe, dass das so i.O. ist und bleiben kann. Wenn nicht, ...
Die Entwicklung dieser Schaltung ging keineswegs so straight forward vonstatten, wie es hier scheint. Ich bin ein paar mal falsch abgebogen und durfte dadurch auch ein paar Schleifen drehen, was auch seine Zeit brauchte. Learning by doing.

Noch zwei Worte zur Stromversorgung:

Mit den Quellen Vdd, Vss usw. habe ich versucht, eine reale Stromversorgung auf Basis eines meist schon vorh. ±15V Netzteils anzudeuten. (Obwohl das für die Simu simpler gemacht werden könnte.) Ganz am Ende hat sich herausgestellt, dass die Variante mit dem Spannungsteiler R8/9/10 so nicht geht, es kommt zu Verkopplungen. Die 5V für die "Masse" muss niederohmig bereit gestellt werden, z.B. durch einen Low Power Spannungsregler, der sich aus der Mittelanzapfung speist und auf Vss aufsitzt, wie im vorletzten Bild angedeutet.

Oft vergessen wird, dass die Speisespannungen besonders stör- und rauscharm sein müssen. Rauschen auf VDD etwa wird über RD prima auf den Vorverstärker durchgereicht! Die Vorstufe hat keinerlei Betriebsspannungsunterdrückung. Auf das Thema wird z.B. beim SUPRA (s. Anhang) eingegangen.
Der Verstärker ist ein eigenes Thema, die Bemerkungen zur Stromversorgung sind auch für unseren Verstärker interessant. Was dort geheimnisvoll Gyrator genannt wird, war vor >50 Jahren schlicht als "elektronische Siebung" bekannt.


Wieder einmal gute Nacht wünscht
Frank

[user-332]

---

zum Supra kann Dir vielleicht der ehemalige Forenadmin MichaelB. ein paar Praxiserfahrungen beisteuern - Monk Audio hat den eine zeitlang 'vermarktet'... Micha, bist Du bereit?

Pit

---

©DK1TCP

[DropOut]

Bevor es Fragen oder Missverständnisse gibt, das Netzteil ist so gemeint:
   
Aus Stromversorgungs-Sicht denkt man sich vielleicht besser Vss als Masse. Dann versteht man leicht, dass es nur einen "Gyrator" Q1 geben braucht.
Vdd und Vss sollten nah an der Vorstufe noch einmal abgeblockt werden, nach dem Motto "viel hilft viel" gerne 1000µF gegen Masse (also den 5V-Regler-Ausgang).

[ManiBo]

Schönes Projekt. 
Nachdem Frank so viel geleistet hat, wäre jetzt nicht ein Platinenlayout angebracht um es in der Praxis zu testen?

Gruß Mani

[Wermuth]

Hallo Frank,
ein Jahr zu spät hänge ich meinen Beitrag an den Faden:



Als Anlage noch drei Bilder.

           

Jürgen

[Wermuth]

Hallo Frank,
ich möchte noch das Rauschverhalten des MC-Amp. mit RIAA-Entzerrung ansprechen. Es ergibt sich bei meinem Beispiel ein IEC-A bewerteter Geräuschabstand von 84dB, wenn man von 250uV Nennspannung des Moving Coil Systems ausgeht.



Liebe Grüße
Jürgen

[DropOut]

Hallo Jürgen,

das ist ordentlich und allemal ausreichend, um sich das Leerrillenrauschen des Vinyls unverfälscht anzuhören !
Aus reiner Neugier: Womit simulierst du hier? Die Titelleiste des Fensters, die das verraten würde, verbirgst du ja schamhaft bei deinen Screenshots.
Als ich mich beruflich mit (industriellem) Analogdesign beschäftigte, war an so was nicht zu denken. Vor knapp 4 Jahren habe ich dann mit LTspice begonnen und finde das ganz gelungen. Bei BE-Modellen mit brauchbaren Rauschparametern wird es aber sehr dünn.

Einen schönen Abend wünscht
Frank

[Wermuth]

Hallo Frank,
ich simuliere mit einer alten PSpice Demo-Version unter Windows XP ohne Internetzugang. Windows sperrte mir schon einmal das Arbeiten mit PSpice (zu alt)!
Liebe Grüße
Jürgen

[Peter Ruhrberg]

ich simuliere mit einer alten PSpice Demo-Version unter Windows XP ohne Internetzugang. Windows sperrte mir schon einmal das Arbeiten mit PSpice (zu alt)!

Ich könnte ein Multisim 13 beisteuern ...

[Wermuth]

Hallo Peter,
das ist sehr, sehr nett, aber vielen Dank ich möchte aber mit 81 Jahren nicht so viel Neues anfangen. Ich komme (z.Zt.) mit dem System und meiner noch vorhandenen Berufserfahrung, sowie etwas physikalischem Verständnis der Bauteile aus, um diese Simulationen (ohne Rauschparameter) durchzuführen. Die Mathematik hilft mir teilweise auch dabei!
Liebe Grüße
Jürgen

[Peter Ruhrberg]

Hallo Jürgen,

ich möchte aber mit 81 Jahren nicht so viel Neues anfangen.

Mehr als verständlich. Trotzdem hier ein kleines Beispiel für die Verbesserung des Tiefenfrequenzgangs beim WV-1 in der M15 A:

   

Die M20/M21 Generation hatte das nicht mehr nötig, wegen der asymmetrischen Polschenkel der Tonköpfe reicht der Wiedergabefrequenzgang bei 19 cm/s bis 5 Hz (!) (-3 dB-Punkt).

[DropOut]

Ja vielen Dank Peter auch meinerseits. Auch ich bin froh, dass ich mich in ein Tool so weit eingearbeitet habe, dass ich gut klarkomme. Allerdings habe ich mich im PCB-Design für einen Umstieg auf KiCAD entschlossen, obwohl ich beruflich viele Jahre mit Protel/Altium gearbeitet habe. Wir sind keine Freunde geworden...

Schönen Abend
Frank

[Wermuth]

Hallo Frank,
ich melde mich nochmal, was das Rauschen angeht, ich habe eine falsche Annahme bezogen auf den JFE150 getroffen: Der Gate-Bahnwiderstand (Anschlußwiderstand zum Gate des Chips) ist ca. 17 Ohm - ich hatte 5 Ohm angenommen. Das bedeutet, daß die Eingangsrauschspannung der Schaltung Un=0,352nV/sqrt(Hz) ist. Man muß also noch 2x JFET-C-R-Kombinationen dazuschalten - kommt dann auf Un=0,297nV/sqrt(Hz). R4 und R11 sollten dann bei 6x JFE150 300 Ohm sein. Ich werde die Schaltung später nachreichen.
Ich bitte freundlich um Entschuldigung.
Jürgen

[Wermuth]

Hallo Frank,
hier die Bilder des 60dB MC-Vorverstärkers. Das Rauschen der 10 Ohm Quelle (Moving Coil) erhöht er um 1,9dB.
Grüße Jürgen

       

[Wermuth]

Hallo,
hier der MC-RIAA-Amp mit v=50dB bei 1kHz.
Jürgen