An verschiedenen Stellen (z.B. hier und hier) habe ich schon darüber geschrieben, dass ich gerne einen Weg hätte, den Vormagnetisierungsstrom nicht nur per Schraubenzieher, sondern direkt vom Rechner aus einzustellen.
Es gibt zwar Geräte, die das schon können (z.B. die Studer-Geräte ab A807, da gibt es Befehle auf der seriellen Schnittstelle) - aber leider liegen die allesamt außerhalb meines Hobby-Budgets...
Mir geht es in erster Linie um eine B77, die bisher meine Mess-Maschine ist, aber prinzipiell auch um die hier vorhandenen großen und kleinen ASCs. An sich ist das Problem ja überall ähnlich.
Wozu?
Nützlich wäre das vor allem beim Messen von Bandeigenschaften, weil dann der Rechner selbst zwischen zwei Durchläufen den nächsten Test-Arbeitspunkt einstellen könne. Damit wäre so eine Messung keine 20 Minuten Handarbeit mehr, sondern etwa 10 Minuten für den (unbeaufsichtigten) Rechner.
Aber auch im Normalbetrieb mit wechselnden Bandsorten könnte man dann die zum Band passende Einstellung einfach abspeichern und wieder abrufen, wenn man sie einmal gefunden hat. Dann müsste man aber eigentlich auch noch die übrigen Einmessparameter (Empfindlichkeit und Höhenanhebung) "elektrifizieren", dass es vollständig ist. Und die Bedienung irgendwie ins Gerät integrieren... naja, über-übernächstes Projekt...
Wie?
Schon vor fast zwei Jahren habe ich mit Kai zu der Frage diskutiert - und eine naheliegende Option leider gleich verwerfen müssen: Es gibt digitale Potentionmeter (z.B. AD8400) - aber die sind kein einfacher 1:1-Ersatz für das vorhandene Trimmpoti, denn ihr Regelbereich ist auf ihre Betriebsspannung beschränkt. Wir brauchen aber Spannungen im mittleren zweistelligen Volt-Bereich.
Zunächst mal den betroffenen Schaltungsteil der B77:
Die beiden Pfeile "BIAS L/R" oben rechts werden außerhalb der Platine (und des Ausschnitts) mit dem Nutzsignal gemischt und kommen links unten mit den Leitungen zu den Tonköpfen wieder in Bild.
Es geht also letzlich darum, die Funktion von R8/R11/R14/R18 durch Elektronik zu ersetzen.
Damals haben wir weitergehende Ansätze erstmal nicht verfolgt, zum Beispiel so einen:
kaimex (in PN) schrieb:Für den Fall der HF-Vormagetisierung muß man sich auch nicht auf einen "floatenden" Serienwiderstand versteifen, es sei denn man will jede weitere Änderung an der Originalschaltung vermeiden. Man kann auch eine Stromspeisung realisieren, in der man einen digital einstellbaren Widerstand mit einem Bein an Masse (oder zumindest AC-Null) in der Gegenkopplung verwendet.
So weit, so gut.
Real existierende Beispiele
Nun habe ich mir mal die betreffenden Schaltungen von A807, C270 und B215 angesehen. Alle haben auch noch HX Pro and Bord, was ja auch signalabhängig die Vormagnetisierung verstellt - erscheinen mir aber zu kompliziert, um sie für meinen Zweck hier "einfach" nachzubauen.
Trotzdem hier mal eine colorierte Version vom B215:
Wenn ich die Schaltungsbeschreibung richtig nachvollzogen habe, dann ist in Rot die "Quelle" der HF, in Grün der für mich interessante Regelungsteil, in Cyan die HX-Pro-Logik und in Violett die HF-Endstufe für den Aufnahmekopf dargestellt.
In der C270 sieht es ähnlich aus - nur ist dort kein DA-Wandler im Spiel, sondern nur ein Poti, um die Referenz-Gleichspannung zu liefern. Das Prinzip ist aber ähnlich:
Gleichspannung für den HF-Sollwert
Gleichrichterschaltung für HX-Pro
OTA (Spannungsgesteuerter Verstärker)
Gegentakt-Endstufe aus 4 oder mehr Transistoren
Und nun?
Also, der Königsweg wäre sicher, in ähnlicher Weise Oszillator, OTA und Endverstärker einfach für die B77 nachzubauen. Dabei könnte man natürlich gleich HX-Pro nachrüsten - wenn es jemand haben will. Wäre mir jetzt aber als Projekt eigentlich eine Nummer zu groß.
Was meint Ihr? Geht das vertretbar auch einfacher?
Motorpotis? So könnte der B77 Oszillator praktisch im Originalzustand verbleiben.
Alles Andere würde praktisch ein kompletter Ersatz der B77 Baustufen erfordern.
Bei den größeren/neueren Studer oder auch bei der Telefunken/AEG M20 gibt es noch einen anderen Ansatz. Dort wird die VM aus einem Takt gewonnen, die Amplitude der VM wird über eine PWM eingestellt, die HF-Leistungsendstufen sind Schaltverstärker.
andreas42,'index.php?page=Thread&postID=215139#post215139 schrieb:Es geht also letzlich darum, die Funktion von R8/R11/R14/R18 durch Elektronik zu ersetzen.
"Viele Wege führen nach Rom".
Oft hilft es, sich von der Original-Schaltung zu lösen, und sich stattdessen erst mal klar zu werden, was die Kern-Aufgabe ist.
Bei Ulrich's Verweis auf Motor-Potis hab ich erstmal die kleinen Ultraschall-Aktuatoren in Digital-Kameras bzw. den DSLR-Objektiven gedacht. Da könnte es aber ein Problem mit der Rückmeldung der Position geben, denn diese Systeme justieren nach einen Kontrast/Schärfe-Kriterium, nicht nach einer Soll-Position.
Ein Rolle spielt natürlich auch die "Interface-Platform".
zB bei der Frage "wer merkt sich die Einstellung ?", das gesteuerte Bauteil selbst oder das Interface,
welche Steuersignale hat es ? Die miniaturisierten Potentiometer-ICs verwenden vielfach ein 2-Draht (ohne Masse) Interface/Protokoll, von denen es aber nicht nur eins gibt.
Wenn man an einer der von Andreas gezeigten Schaltungen sieht, daß der HF-Oszillator aus 2 Transistoren im Gegentakt besteht, wovon die meiste Leistung in den Löschkopf geht, fragt man sich natürlich, warum man für den Bias wohl eine Endstufe mit 4 oder mehr Transistoren brauchen sollte.
Um es da nicht zu übertreiben, sollten man erstmal aus der existierenden Original-Schaltung die Impedanz des Aufnahmekopfes bei der Bias-Frequenz und den höchsten Wert der Bias-Spannung ermitteln.
Die Köpfe sollen eigentlich mit Strom gespeist werden, deshalb wird die Schaltung klassisch passiv hoch-ohmig zum Anschluß an eine hohe HF-Spannung am Oszillator-Trafo ausgeführt.
Man kann die Stellglieder völlig aus dem Signalkreis herausnehmen, indem man für den Bias hinter den Oszillator eine simple Schaltstufe setzt (zB ein CMOS Buffer oder Inverter) an dessen Ausgang ein Serien-L + Parallel-C (nach Masse) Schwingkreis/Tiefpass angeschlossen ist, der einerseits die (ungeraden) Oberwellen etwas herabsetzt, andererseits mit seiner Güte eine Spannungs-Überhöhung auf ähnliche Werte wie zuvor am Oszillator-Trafo-Hochpunkt bewirken soll. Von da kann an nun wie bisher mit einem kleinen C zum Aufnahme-Kopf gehen. Der Bias-Pegel wird über die Betriebsspannung der Schaltstufe mit "geeigneten Stellgliedern" eingestellt.
Das ganz eventuell zweimal, falls man die Unterschiede zwischen beiden Kanälen/Köpfen nicht ausreichend für alle Pegel mit zwei Trim-Cs kompensiert bekommt.
Bei OTAs bzw. VCAs ist zu bedenken, daß man sich eventuell um deren Temperaturstabilität Gedanken machen muß.
Wenn das ganze nach Einstellung auch ohne PC autark laufen soll, braucht man natürlich Speicher für die Justagewerte.
Die o.a. Digital-Potis gibt es mit und ohne "Nonvolatile Memory" auf dem Chip.
Zwischen den Herstellern gibt es auch Unterschiede in den TempCos der Widerstände. Metallschicht-Performance kann man nicht erwarten.
Es macht auch nicht jeder Angaben zum "dynamischen" Verhalten der eingestellten Widerstände bzw. Teilfaktoren. Da muß man sich vergewissern, ob sie für Betrieb bis maximal 200 kHz tauglich sind.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215150#post215150 schrieb:Problem mit der Rückmeldung der Position
Bei Auswahl des Potis ist es kein echtes Problem, eine Seite eines Doppelpotis (Stereo) für die HF, eine Andere für eine Gleichspannung (5V) als Ist-Geber.
Denkbar wäre aber auch eine direkte Auswertung der HF über Spannungsteiler und/oder Messgleichrichter.
uk64,'index.php?page=Thread&postID=215157#post215157 schrieb:direkte Auswertung der HF über Spannungsteiler und/oder Messgleichrichter.
Das kann auch angezeigt sein, wenn einem "ein bischen Präzision" am Herzen liegt, man aber nicht sicher ist, welche Temperatur-Stabilität beim Herstellen eines resonanten LC-Kreises gelingt (oder hinten beim OTA rauskommt).
Allerdings, wer weiß, wie stabil die HF-Spannungsamplitude des Oszillators in Konsumergeräten ist ?
Daher eventuell doch der Verzicht von analogen Oszillatoren.
Wenn man wirklich alles komplett neu machen will ist die programmgesteuerte PWM die Lösung, bis ganz kurz vor den Köpfen alles auf digitaler Ebene. Der Hardwareaufwand ist gar nicht so groß, der (größere) Rest ist Software. Der Vorteil ist die nahezu absolute Kontrolle und die Reproduzierbarkeit über die VM.
Das ist ja so in der Praxis (Studer/AEG in 8 Bit/256 Stufen) schon vor über 30 Jahren umgesetzt worden.
vielen Dank für Eure Vorschläge und die rege Teilnahme! Ich will mal eine Zusammenfassung versuchen:
Motorpotis
uk64,'index.php?page=Thread&postID=215141#post215141 schrieb:Motorpotis? So könnte der B77 Oszillator praktisch im Originalzustand verbleiben.
Alles Andere würde praktisch ein kompletter Ersatz der B77 Baustufen erfordern.
Das wäre durchaus eine Überlegung wert. Ich würde auch vermuten, dass man eine Feedbackschleife braucht, was die Komplexität der Ansteuerung treibt - aber die Idee, die zweite Bahn eines Stereo-Potis dafür zu verwenden gefällt mir gut.
Trotzdem würde ich erstmal noch die anderen Ansätze ausloten wollen - vielleicht findet sich da ja eine realistisch gangbare Lösung, und auf jeden Fall lerne ich noch was dabei
Digitalpotis / Regelung des B77-Oszillators auf der Sekundärseite
Vielen Dank für die Linksammlung - etwa zur Hälfte bin ich durch. So oder so - keines davon eignet sich als "1-Chip-Ersatz" für die vorhandenen Trimmwiderstände, sondern braucht immer noch eine Schaltung drumherum, oder?
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215150#post215150 schrieb:Man kann die Stellglieder völlig aus dem Signalkreis herausnehmen, indem man für den Bias hinter den Oszillator eine simple Schaltstufe setzt (zB ein CMOS Buffer oder Inverter) an dessen Ausgang ein Serien-L + Parallel-C (nach Masse) Schwingkreis/Tiefpass angeschlossen ist, der einerseits die (ungeraden) Oberwellen etwas herabsetzt, andererseits mit seiner Güte eine Spannungs-Überhöhung auf ähnliche Werte wie zuvor am Oszillator-Trafo-Hochpunkt bewirken soll. Von da kann an nun wie bisher mit einem kleinen C zum Aufnahme-Kopf gehen. Der Bias-Pegel wird über die Betriebsspannung der Schaltstufe mit "geeigneten Stellgliedern" eingestellt.
Hm, das verstehe ich noch nicht wirklich - spontan kommen mir diese Fragen:
Macht so ein Buffer/Inverter nicht aus dem Sinus ein Rechteck?
Oder verhält er sich quasi analog, und die LC-Kombination ist "nur zum Nachputzen"?
Und als "geeignetes Stellglied" kommt doch so ein Digitalpoti wieder nicht in Frage, weil wir ja ca. ±50V regeln müssten?
Hält das so ein Buffer als Betriebsspannung überhaupt aus?
Könnte aber ein Weg sein...
Moderneres Schaltungskonzept
uk64,'index.php?page=Thread&postID=215173#post215173 schrieb:Wenn man wirklich alles komplett neu machen will ist die programmgesteuerte PWM die Lösung, bis ganz kurz vor den Köpfen alles auf digitaler Ebene. Der Hardwareaufwand ist gar nicht so groß, der (größere) Rest ist Software. Der Vorteil ist die nahezu absolute Kontrolle und die Reproduzierbarkeit über die VM.
Ich muss zugeben, die HF-Schaltung der A816 habe ich nicht ganz nachvollziehen können, und die der A820 habe ich gerade erst ausgedruckt. Meine Suche nach einem Service Manual der M20 war nicht erfolgreich - hat da jemand einen Hinweis für mich?
Ja, genau das klingt sehr attraktiv
Wenn ich eine Soundkarte mit 384 kHz Sampling-Rate hätte, wäre das gleichzeitig die einfachste Lösung. Leider hört es marktüblich bei 192 kHz auf, was gerade mal für vielleicht 90 kHz Bias reichen würde...
HF-Endstufe und Kopfimpedanz
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215150#post215150 schrieb:Wenn man an einer der von Andreas gezeigten Schaltungen sieht, daß der HF-Oszillator aus 2 Transistoren im Gegentakt besteht, wovon die meiste Leistung in den Löschkopf geht, fragt man sich natürlich, warum man für den Bias wohl eine Endstufe mit 4 oder mehr Transistoren brauchen sollte.
Das habe ich mich auch gefragt - die 6-Transistoren-Endstufe in der C270 flößt mir schon Respekt ein...
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215150#post215150 schrieb:Um es da nicht zu übertreiben, sollten man erstmal aus der existierenden Original-Schaltung die Impedanz des Aufnahmekopfes bei der Bias-Frequenz und den höchsten Wert der Bias-Spannung ermitteln.
Das werde ich mal tun. Gegen Masse liegt ja schon ein 100Ω-Widerstand, den ich für die Messung des HF-Stroms verwende. Sehe ich richtig, dass ich dann eigentlich nur bei laufender Aufnahme die Spannung am heißen und kalten Ende des Aufnahmekopf messen muss - den Rest erledigt das Ohmsche Gesetz?
Interface
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215150#post215150 schrieb:Ein Rolle spielt natürlich auch die "Interface-Platform".
zB bei der Frage "wer merkt sich die Einstellung ?", das gesteuerte Bauteil selbst oder das Interface, welche Steuersignale hat es ?
Da wäre ich am Anfang ganz anspruchslos und pragmatisch: Es ist für den Messbetrieb völlig in Ordnung, wenn das ganze nicht ohne Rechner funktioniert. Nach dem Einschalten muss ich dann eben explizit einen Wert setzen.
Auch die Art des Interface ich mir relativ gleich - so ein Raspberry PI (den ich wohl erstmal verwenden würde) hat ja jede Menge IO-Ports, und ist gleichzeitig bequem (in Python! ) programmierbar. Parallel, Schieberegister, I²C, was auch immer.
Zur Produktreife wäre dann später sicher ein Mikrocontroller und ein brauchbares Interface (Drehencoder, Display, ...) an der Bandmaschine nötig - aber nicht jetzt.
Und jetzt?
Gute Frage. Ich würde jetzt - um Euer Wohlwollen nicht über Gebühr zu beanspruchen - so weitermachen:
Kais Vorschlag zur HF-Regelung mit CMOS-Buffer verstehen - vielleicht ist das ja eine gangbare Lösung, ohne alles herauszureißen.
Ausloten, wie aufwändig eine passende Neukonstruktion (ohne Trafo...) des gesamten Oszillators am Ende wäre.
Motorpoti
Low-Tech-Alternative - leider unter Verzicht auf die Fernsteuerbarkeit: Ersatz des Trimmpotis durch eine Reihe von Festwiderständen, die man mit Dip-Schaltern überbrücken kann.
Ich fange mal hinten an:
In der Linksammlung kommen fertige Add-on-Boards für Arduino mit Digital-Poti vor.
Das mit dem Buffer hinter dem Oszillator ist anders gemeint:
Der macht ein Rechteck aus dem Sinus, bei CMOS in der Höhe der Betriebsspannung bis auf die Verluste durch Ausgangsstrom mal Ron der MOSFETs. Der angehängte Serien-LC-Kreis mit Güte >1 (zB 5...6) hebt darin die Grundwelle nochmals gegenüber den Oberwellen an und sorgt für die nötige Spannungsüberhöhung, um auf 50...60 V zu kommen. Wenn die Oberwellen-Unterdrückung ungenügend erscheint, muß man ein Filter höherer Ordnung benutzen oder statt dem einfachen Rechteckformer einen nehmen, der eine treppenförmige Sinus-Approximation vor dem Filter liefert. Das macht die Angelegenheit natürlich komplexer. Ich nehme an, ungerade Oberwellen sind nicht weiter tragisch im Gegensatz zu den geraden. Der Aufnahmekopf bewirkt mit seiner Induktivität (und Shunt-Kapazität) ja auch nochmal eine Oberwellenabsenkung in dem Stromanteil, der für die Magnetisierung sorgt.
Die Betriebsspannung des Buffers kann man mit DA-Wandlern oder Digital-Potis plus OPs oder Spannungsregler ala LM317 einstellbar machen, selbst wenn sie 300 V beträgt. CMOS-Buffer der alten HEF4000 Serie vertragen Spannungen bis 15 (18V), manche sogar 22V. Es sollte also die Betriebsspannung des HF-Oszillators in vielen Fällen dazu geeignet sein.
Wenn die Spannungsgewinnung per Resonanztransformation nicht gefällt, muß man eine Treiberstufe mit zB Video-Transistoren an ausreichend hoher Betriebsspannung vorsehen, die aber in Transistor-Tonbandgeräten nicht bereits zur Verfügung steht. Deren Verstärkung kann man auch durch DA-Wandler oder Digital-Potis in der Gegenkopplung steuern, ohne daß die mit der hohen Kollektorspannung zu tun bekommen.
Bei der Messung am Aufnahmekopf im Tonbandgerät liegt am Kopf auch noch die NF-Speisung.
In beides fließt HF-Strom, wenn im NF-Pfad kein Sperrkreis für die HF eingefügt ist.
Am Fußpunkt-Widerstand des Kopfes erwischst du nur den Strom durch den Kopf.
Ist auch nützlich für die Impedanz des Kopfes, für die HF-Speisung ist aber der effektive Gesamt-Leitwert (Admittanz) relevant.
hier eine erste Messung der Impedanz, noch bevor ich Deinen letzten Beitrag gelesen habe:
Gemessen habe ich U1 und U2 bei Aufnahme (also 150 kHz Osizllatorfrequenz), ohne NF-Signal bei drei verschiedenen Trimmer-Stellungen, mit meinem UNI-T UT803. Auch den Fußpunktwiderstand habe ich damit gemessen. Ich erhalte folgende Messwerte und Rechenergebnisse:
Code:
U₁ | U₂ || I | Uk | Zk |
--------+--------++----------+----------+---------+----------------------
7.58 V | 150 mV || 1.51 mA | 7.430 V | 4.91 kΩ | Linksanschlag
19.89 V | 395 mV || 3.98 mA | 19.495 V | 4.89 kΩ | üblicher Arbeitspunkt
47.41 V | 992 mV || 10.01 mA | 46.418 V | 4.63 kΩ | Rechtsanschlag
mit R₃ = 99.1 Ω
und I = U₂ / R₃
Uk = U₁ - U₂
Zk = Uk / I = R₃ * (U₁/U₂ - 1)
Mich wundert etwas, dass zumindest beim höchsten Wert die Impedanz vom Strom abhängt - ein Sättigungseffekt?
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215194#post215194 schrieb:Das mit dem Buffer hinter dem Oszillator ist anders gemeint:
ok, das muss ich mir mal aufmalen und darüber brüten.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215194#post215194 schrieb:Wenn die Spannungsgewinnung per Resonanztransformation nicht gefällt, muß man eine Treiberstufe mit zB Video-Transistoren an ausreichend hoher Betriebsspannung vorsehen, die aber in Transistor-Tonbandgeräten nicht bereits zur Verfügung steht. Deren Verstärkung kann man auch durch DA-Wandler oder Digital-Potis in der Gegenkopplung steuern, ohne daß die mit der hohen Kollektorspannung zu tun bekommen.
Ah - aber die höhere Spannung müsste natürlich irgendwo herkommen. Hm.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215194#post215194 schrieb:Bei der Messung am Aufnahmekopf im Tonbandgerät liegt am Kopf auch noch die NF-Speisung.
In beides fließt HF-Strom, wenn im NF-Pfad kein Sperrkreis für die HF eingefügt ist.
So sieht der Aufnahmeverstärker an dieser Stelle aus:
Ich würde sagen, L3/C27 ist der gesuchte Sperrkreis, oder?
(nebenbei: Ich dachte an so einen einfachen Treiber auch für die HF - das meintest Du mit dem oben zitierten Vorschlag, oder?)
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215194#post215194 schrieb:Am Fußpunkt-Widerstand des Kopfes erwischst du nur den Strom durch den Kopf.
Ist auch nützlich für die Impedanz des Kopfes, für die HF-Speisung ist aber der effektive Gesamt-Leitwert (Admittanz) relevant.
Das habe ich nicht verstanden... interessiert uns nicht möglichst nur der Kopf (und seine Impedanz), weil sich alles andere außenrum ja potentiell sowieso ändert?
Hast du dich vergewissert, daß dein Multimeter für Messungen bei 150 kHz geeignet ist ?
Die meisten gehen nur bis zu ein paar kHz.
Hat nicht eines deiner Bandgeräte sogar 200 kHz HF-Frequenz ?
Im Allgemeinen ist die Frage: Welche Last wird die HF-Speisung sehen ? Es gibt auch Bandgeräte ohne Sperrkreis, bei denen die NF über ein paar kOhm auf den Kopf gegeben wird, manchmal als T-Glied mit zwei Widerständen und einem Kondensator vom gemeinsamen Knoten nach Masse. In den Kopfseitigen Widerstand fließt dann auch HF-Strom, belastet also auch die HF-Quelle.
Gibt es Werte für die Induktivität des Aufnahmekopfes ? Damit solltest du mal deine Meßergebnisse per j omega L +Rdc vergleichen.
Der "einfache Treiber" in deinem Schaltungsauszug ist schon was besseres, als man in vielen Tonbandgeräten vorfindet: Der obere Transistor verhält sich bei hohen Frequenzen wie eine Stromquelle und geht bei tiefen in eine Spannungsquelle mit ein bischen Innenwiderstand über. Dazwischen hat das Ding dann naturgemäß induktives Verhalten. Bei einem HF-Treiber für feste Frequenz könnte man den auch durch eine Induktivität oder einen Resonanzkreis (beide optional mit einem Parallelwiderstand bedämpft) ersetzen. Dann kommt man mit weniger Betriebsspannung aus.
07.01.2018, 16:45 (Dieser Beitrag wurde zuletzt bearbeitet: 19.10.2022, 23:04 von andreas42.
Bearbeitungsgrund: Thread-Links
)
Hallo Kai,
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215204#post215204 schrieb:Hast du dich vergewissert, daß dein Multimeter für Messungen bei 150 kHz geeignet ist ?
Die meisten gehen nur bis zu ein paar kHz.
laut Anleitung geht es bis 100 kHz; Ulrich hat mal in einer anderen Diskussion überprüft, ob es bei 150 kHz noch vertretbar misst:
uk64,'index.php?page=Thread&postID=198069#post198069 schrieb:Ich habe es gerade mal mit dem UT804 ausprobiert. Die Abweichung 1kHz zu 100kHz berug etwa 4% und blieb so bis ca. 350kHz in dem Bereich. Darüber hinaus wurde die Anzeige unstabil.
Im Ergebnis hier ist auch nur das Verhältnis der Spannungen drin - manche Unsicherheiten heben sich damit auch direkt weg. Das Gerät nehme ich sonst auch immer zur Bias-Strom-Messung.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215204#post215204 schrieb:Gibt es Werte für die Induktivität des Aufnahmekopfes ? Damit solltest du mal deine Meßergebnisse per j omega L +Rdc vergleichen.
Laut Studer-Kopfliste sollte er 10 mH haben. Dann komme ich auf ωL = 2π * 100 kHz * 10 mH ≈ 6.3 kΩ - was zumindest mal in der richtigen Größenordnung läge. Rdc habe ich noch nicht bestimmt.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215204#post215204 schrieb:Bei einem HF-Treiber für feste Frequenz könnte man den auch durch eine Induktivität oder einen Resonanzkreis (beide optional mit einem Parallelwiderstand bedämpft) ersetzen. Dann kommt man mit weniger Betriebsspannung aus.
Ja, da hast Du natürlich Recht... es sind 150 kHz, also:
ωL = 2π * 150 kHz * 10 mH ≈ 9.4 kΩ
Nicht mehr ganz so dicht dran. Unsicherheiten: Ich weiß nicht, ob die 10 mH stimmen (falls Kopf und Tabelle doch nicht übereinstimmen), und ob sie bei 150 kHz gemessen sind, falls das viel ausmacht. Den Einfluss des Messgerätes auf das Verhalten der HF kenne ich auch nicht (für die Messung am heißen Ende).
Wie genau müssen wir es denn wissen? Reicht die Größenordnung "etwa 5 bis 10 kΩ"?
Die spezifizierte Induktivität beim Aufnahme- und Wiedergabekopf ist idR bei Audio_Frequenzen gemessen, vermutlich bei 1 kHz.
Das muß bei 150 kHz nicht mehr stimmen.
Bei hohen Frequenzen machen sich zunehmend die Wirbelstromeffekte in der metallischen Umgebung der Spulen und die Streu-Kapazitäten der Wicklung und zur Umgebung bemerkbar.
Erstere bewirken, daß bei hohen Frequenzen die Impedanz nicht mehr ~f sondern eher wie ~sqrt(f) ansteigt. Im Modell aus konzentrierten Bauelementen Rdc + Induktivität ist dann letztere selbst durch zB einen Kettenleiter aus L1//R1-L2//R2-... oder eine Abzweigschaltung aus Ls & Rs zu ersetzen. Die Streukapazitäten liegen darin parallel zum L bzw, zu den Teil-Ls und bewirken, daß das Gebilde (multi-)resonant wird (mit endlicher Güte). Es ist also durchaus möglich, daß die erste Eigenresonanz unterhalb der Löschfrequenz liegt. Dann wäre die Impedanz garnicht mehr induktiv sondern kapazitiv. Raus kriegt man sowas, indem man die Impedanz mit einem Sweep-Oszillator über einen relevanten Frequenzbereich mißt oder zumindest mit einigen verteilten Stichproben über den Bereich. Das nächst komplexere Spulen-Modell wäre Rs+ L1//Rp mit einem Cp darüber. Rp wird man bei der Resonanzfrequenz aus der Güte ermitteln. Rs ist bei hohen Frequenzen > Rdc.
"Wie genau muß man es wissen ?" Das ist Geschmacksache. Je mehr man weiß, umso bessere "Karten" hat man...
Wenn der Kopf bereits kapazitiv ist, bekomme ich mit einem Serien-C davor keine Resonanz-Überhöhung der Spannung zustande, mit einem Serien-L wäre es "im Prinzip" möglich. Ob tatsächlich, darüber entscheiden die Zahlen.
Wenn man nix weiß, muß man fummeln/probieren... (was nicht bedeutet, daß das in jedem Fall länger dauert).
Du hast mir ja neulich schonmal aufgetragen, Kopf-Impedanzen mit der Soundkarte zu messen... vielleicht ist jetzt der richtige Zeitpunkt, das nochmal auszugraben - wenn auch nur bis maximal Fs/2, sprich 96 kHz.
Für höhere Frequenzen fehlt mir leider der Frequenzgenerator - wäre vielleicht mal ein Anlass, einen anzuschaffen. Auch habe ich eine Soundkarte mit 768 kHz Sampling-Rate gefunden: RME ADI-2 Pro. Leider liegt sie preislich etwa bei einer A807, und ist auch sonst für RME ungewohnt High-End-angehaucht...
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215231#post215231 schrieb:"Wie genau muß man es wissen ?" Das ist Geschmacksache. Je mehr man weiß, umso bessere "Karten" hat man...
Wenn der Kopf bereits kapazitiv ist, bekomme ich mit einem Serien-C davor keine Resonanz-Überhöhung der Spannung zustande, mit einem Serien-L wäre es "im Prinzip" möglich. Ob tatsächlich, darüber entscheiden die Zahlen.
andreas42,'index.php?page=Thread&postID=215200#post215200 schrieb:Mich wundert etwas, dass zumindest beim höchsten Wert die Impedanz vom Strom abhängt - ein Sättigungseffekt?
Das würde ich erst in Betracht ziehen, wenn eine Frequenz-Änderung des Oszillators als Ursache nicht in Frage kommt.
Hattest du für den letzten Meßwert die Potis auf Null gedreht ?
Dann "sieht" der Oszillator die stärkste kapazitive Belastung und könnte mit einer Frequenzabnahme reagieren.
Man kann ja auch schon aus dem Verhalten von d|Z|/df Schlüsse ziehen über das zweckmäßige Modell bei der Frequenz (>0 : induktiv, <0 : kapazitiv).
Dazu müßtest du die Oszillator-Frequenz mal vorsätzlich durch ein Parallel-C herabsetzen und den Differenzen-Quotienten aus |Z1| , |Z2| und f1, f2 berechnen.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215234#post215234 schrieb:Hattest du für den letzten Meßwert die Potis auf Null gedreht ?
Dann "sieht" der Oszillator die stärkste kapazitive Belastung und könnte mit einer Frequenzabnahme reagieren.
Ja - das Poti war am rechten Anschlag. Ich habe noch ein paar Messpunkte aufgenommen:
Code:
U₁ | U₂ | f || I | Uk | Zk
--------+--------+-----------++----------+----------+---------
7.58 V | 149 mV | 150.5 kHz || 1.50 mA | 7.431 V | 4.94 kΩ
20.22 V | 397 mV | 150.1 kHz || 4.01 mA | 19.823 V | 4.95 kΩ
24.97 V | 494 mV | 150.0 kHz || 4.98 mA | 24.476 V | 4.91 kΩ
34.47 V | 695 mV | 149.5 kHz || 7.01 mA | 33.775 V | 4.82 kΩ
47.40 V | 997 mV | 148.7 kHz || 10.06 mA | 46.403 V | 4.61 kΩ
mit R₃ = 99.1 Ω
und I = U₂ / R₃
Uk = U₁ - U₂
Zk = Uk / I = R₃ * (U₁/U₂ - 1)
Diesmal habe ich jeweils noch im Frequenz-Messbereich am heißen Ende des Kopfes die Oszillatorfrequenz gemessen. Und siehe da, sie wird kleiner, Deine Vermutung schint zu stimmen.
Aber leider: Wer misst, misst Mist! Als ich am Ende der Messreihe die Frequenzmessung versehentlich inkosistent am kalten Ende des Kopfes gemacht habe (hing einfach mit der Reihenfolge des Umsteckens zusammen), war der Frequenzeinbruch auf einmal kleiner!
Ich nehme also an, dass die kapazitive Belastung des Oszillators nicht vom Kopf, sondern vom Messgerät bzw. den Leitungen zu selbigen kommt. Damit ist auch anzunehmen, dass sämtliche gemessenen U₁ davon betroffen sind.
Mit diesem Misserfolg lasse ich das Thema für heute ruhen.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215234#post215234 schrieb:Dazu müßtest du die Oszillator-Frequenz mal vorsätzlich durch ein Parallel-C herabsetzen
Hm, sowas in der Art habe ich ja jetzt schon getan, oder? Für einen weiteren Versuch: Welche Kapazität würdest Du denn vorschlagen, dass ich in meiner Kiste kramen gehen kann?
andreas42,'index.php?page=Thread&postID=215192#post215192 schrieb:Low-Tech-Alternative - leider unter Verzicht auf die Fernsteuerbarkeit: Ersatz des Trimmpotis durch eine Reihe von Festwiderständen, die man mit Dip-Schaltern überbrücken kann.
Das könnte man ja auch etwas "aufboren"und ein Widerstandsnetzwerk (R2R) über Relais schalten. 8 Relais ergeben wieder 256 Stufen, wobei die unterste Stufe ja nicht Null sein muss. Ein selbst gebautes digitales Poti.
Für die nötige Kapazität spielt es natürlich eine Rolle, wo du sie bequem anbringen kannst.
Dafür kämen in Frage:
parallel zu C8,
von Anschluß 7 des HF-Trafos nach Masse,
von Anschluß 8 des HF-Trafos nach Masse.
Letzterer ist der "sensibelste". Aus meßtechnischen Gründen sollte man immer einen unsensiblen nehmen.
Ich nehme an, das wäre die erste Option.
Dann das C so groß, daß die Deltas, die du messen kannst, signifikant sind.
An sensible (heiße) Schaltungspunkte darf/sollte man immer nur mit Spannungsteilern gehen.
In den Uher-Service-Hinweisen sind für die Messung der HF-Spannung Spannungsteiler von 1/100 oder gar 1/1000 vorgesehen. Das dient einerseits der Sicherheit, andererseits soll dadurch die Rückwirkung der Messung auf das Meßobjekt klein gehalten werden.
Wie du hier siehst, gibt es nicht erst in der Quantenmechanik einen Einfluß der Beobachtung auf das Geschehen... ^^
Die meisten Kabel (Koax/Zweidraht) haben um 100 pF/m. Bei ähnlich langen Bananen-Leitungen hängt die Kapazität stärker von der Umgebung ab und ob du sie anfaßt etc.. Dafürgegen hat man die Tastköpfe erfunden, d.h. vorne an die Spitze der Meß-Strippe kommt erstmal ein Widerstand, der die Kapazität der Leitung ein bischen von dem Meßobjekt abkoppelt.
Die eigenen (anfänglichen) Mißerfolge im Labor haben eine große Lehrwirkung, die kein Lehrbuchstudium ersetzen kann.
uk64,'index.php?page=Thread&postID=215241#post215241 schrieb:Das könnte man ja auch etwas "aufboren"und ein Widerstandsnetzwerk (R2R) über Relais schalten. 8 Relais ergeben wieder 256 Stufen, wobei die unterste Stufe ja nicht Null sein muss. Ein selbst gebautes digitales Poti.
:!: Das ist ein sehr interessanter Vorschlag! Danke!
Einen ähnlichen Gedanken hatte ich schon schnell wieder verworfen, bevor ich mich damit hier blamieren konnte: Ich wollte es mit Transistoren als Schalter versuchen - bis mir wieder klar wurde, dass ich hier Wechselspannungen schalten will...
Fertige Karten mit 8 (wohl überdimensionierten) Relais bekommt man für nicht viel Geld, sogar mit USB-Anschluss. Ich muss mal auf die Suche gehen, was der Arduino-Bastel-Boom uns alles beschert hat
Hallo Kai,
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215243#post215243 schrieb:Für die nötige Kapazität spielt es natürlich eine Rolle, wo du sie bequem anbringen kannst.
"bequem" ist eigentlich nur, wenn sie parallel zum Aufnahmekopf liegt... dann müsste ich die Maschine nichtmal öffnen :whistling:. Ich schau es mir nochmal bei Licht aus der Nähe an.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215243#post215243 schrieb:Dafürgegen hat man die Tastköpfe erfunden, d.h. vorne an die Spitze der Meß-Strippe kommt erstmal ein Widerstand, der die Kapazität der Leitung ein bischen von dem Meßobjekt abkoppelt.
Bisher habe ich keinen im Haus, aber das wäre mal ein Anlass, mir sowas anzuschaffen.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215243#post215243 schrieb:Die eigenen (anfänglichen) Mißerfolge im Labor haben eine große Lehrwirkung, die kein Lehrbuchstudium ersetzen kann.
Ja, da hast Du wohl Recht
Mein Weihnachtsurlaub ist zu Ende - unter der Woche wird es wieder etwas langsamer vorangehen.
Mit Transistoren kann man durchaus Wechselspannungspannung schalten. Das wird in manchen älteren Tonbandgeräten auch so gemacht. Dann handelt es sich aber um Schalter, die einen Shunt-Pfad nach Masse kurzschließen oder öffnen. So werden auch die Widerstandsabzweignetzwerke in vielen DA-Wandlern geschaltet. Bei bipolaren Transistoren erfordert dann der steuernde Basiskreis eine besondere Auslegung, damit bei der Polarität der Wechselspannung, für die die Kollektor-Basis-Diode im Sperrfall leitend würde, kein Strom über die Basis abfließt.
Besser geeignet sind FETs, da die sich im ON-Zustand bei kleinen Strömen noch besser wie niederohmige Widerstände verhalten und im Sperrfall nicht das o.a. Problem haben.
Die Zusatz-Kapazität zum Herabsetzen der Oszillator-Frequenz "gehört" möglichst direkt an den Oszillator. Parallel zum Aufnahmekopf ist die "abwegigste" Position. Da ist etwas weniger Bequemlichkeit angesagt.
Das mit dem Tastkopf hast du zu wörtlich genommen.
Kaufbare Tastköpfe sind für der Gebrauch an Oszillografen ausgelegt mit typisch 1 MegOhm Eingangswiderstand und enthalten deshalb einen 9 MegOhm Vorwiderstand und einen parallelen kapzitiven Teiler, der auf bestes Rechteck-Verhalten getrimmt wird.
Hier reicht ein Serien-Widerstand von typisch x00 kOhm an der Spitze deiner heißen Strippe. Der Wert ist so zu wählen, daß die Impedanz von Widerstand plus Streu-Kapazität und Meßgerät dahinter groß gegen die Quell-Impedanz am Meßpunkt ist und trotzdem noch genug Meßsignal am Meßgerät ankommt. Wenn man keine Entscheidungsgrundlage hat, muß man es ausprobieren.
Bias-Werte in der Nähe von Null sind sicher nicht von Interesse. Insofern ist auch kein vollständiges R2R-Netzwerk gefragt. Man sollte also erstmal grübeln, welchen Bias-Pegel-Bereich man abdecken möchte.
Noch ein kurzer Querschuss: Wäre es eine Überlegung, den B77-Oszillator auf der Primärseite des Trafos zu regeln, z.B. dort, wo er seine 19V Betriebsspannung bekommt (siehe Plan im ersten Post), und würde das irgend etwas einfacher machen?
Dann bräuchtest du 2 Oszllatoren, denn du willst ja nicht die HF-Spannung am Löschkopf verringern. Dann wäre die Frage, ob es Probleme gibt, wenn die unabhängig von einander schwingen (unterschiedliche Frequenzen) , oder ob Synchronisation erforderlich ist. In letzterem Fall wäre es dann vielleicht einfacher, meinen Vorschlag mit Rechteck-Buffern, gesteuerter Betriebsspannung, und Filtern dahinter umzusetzen.
Da war doch mal was - im Keller steht noch ein Kassettenrecorder, der mit einem Poti auf der Frontseite erlaubt für jede Bandsorte die
optimalen Bias Pegel einzustellen. Also mal kurz in die Stromlauftapete geschaut....
...und so wie Kai es vorschlägt - mit zwei Oszillatoren zu arbeiten - so hat es AKAI in dem dem Kassettenrecorder GX-F95 gemacht.
Dort hat man einen "Original Bias Oszillator" für den Löschkopf und der über zwei Koppel C's dafür sorgt, dass ein zweiter Oszillator
- "Main Bias Oscillator" - auf der gleichen Frequenz schwingt und dessen Ausgang ausschliesslich für die Vormagnetisierung benutzt wird.
Wobei die Amplitude der Vormagnetisierung über die Versorgungsspannung eingestellt wird - sozusagen ein komfortabler Quetscher Ersatz.
Die einzustellende Bias Bereich wird für die entspr. Bandsorte vorgewählt und anschliessend erfolgt die Feineinstellung via Poti und µC.
Die Schaltung hab ich mir jetzt nicht mehr detailliert angekuckt, dazu fehlt mir dann doch das Wissen vom Kai und im Moment auch ein
bisschen die Zeit.
Wie dem auch sei - dort ist eine funktionsfähige Schaltung vorhanden, die auch wirklich gut funktioniert hat. Nur mal so als Gedankenanstoss.
gerd
...den ganzen Dach över deiht se nix, ober nobends, dor neiht sik enen rin leeping:
Bei der Betriebsspannungsänderung von Oszillatoren ist zu bedenken, daß sich einige Transistor-Parameter ändern, die auf die erzeugte Schwingung Einfluß haben, (Verstärkung, Kapazitäten, Schaltzeiten in Abhängigkeit vom Sättigungsgrad...). Es kann sein, daß unterhalb ein paar Volt die Schwingungen ganz aussetzen. Insofern wird der Amplituden-Verlauf, wenn man die Eingangsspannung des die lokale Betriebsspannung steuernden OPs mit einem DA-Wandler erzeugt, nicht gänzlich linear proportional zum Steuerwort sein. Bei einem Betriebsspannungs-gesteuerten Rechteckbuffer würde ich in einem größeren Wertebereich ausreichende Proportionalität erwarten.
Für einen eingeschränkten Variationsbereich der HF-Amplitude ist das eine ausreichende Lösung. Man könnte den synchronisierten Bias-Oszillator auch einen "resonanten selbstschwingenden Buffer" nennen .
Man muß hoffen, daß etwaige Unterschiede zwischen den beiden Kanälen eines Stereo-Gerätes sich mit einem Amplituden-unabhängigen einmaligen Abgleich über die Trim-Cs oder Rs zwischen dem Oszillator und den Aufnahmekopfwicklungen ausgleichen lassen. Andernfalls braucht man das doppelt für unabhängige Einstellbarkeit (also 3 Oszillatoren, 2 DA-Wandler).
Nur kurz zu HX-Pro, der von Dir in Cyan gefärbte Schaltungsteil ist nur eine Vorverstärkungsstufe, der LF 353 ein OP-Amp. Das B-215 hat kein HX-Pro, ist kann mich zumindest nicht erinnern, das das dokumentiert wurde, normaler Weise steht das auch im Dolby-Schriftzug auf der Front. HX-Pro-Chips sind auch nicht mal eben zu bekommen, auch wenn schon ausgelaufenes Patent, hat Dolby die Schaltung m.W. nie veröffentlicht.
zumindest die Schaltungsbeschreibung zum B215 sagt das:
Neulich hatten wir doch einen Thread zum Thema: HX Pro/ Dyn.Freq.Resp.Error. Dort hat Kai ein Paper verlinkt, in dem Prinzip und Schaltung schön beschrieben sind - geht auch ohne Spezial-ICs
Wenn man im Netz nach dem Service-Manual der B215 sucht, findet man schnell einen Site, auf dem gleich zwei unterschiedliche Versionen angeboten werden (kostenlos).
Beide haben in Section 7/3 ein Blockschaltbild.
Das befindet sich in der ersten kürzeren Version auf S.41 (pdf-Zählung), in der zweiten Version auf S.65.
Hier ein Ausschnitt als Screenshot:
Was steht in dem quadratischen Kästchen unter dem Pfeilstrich unter dem Record-Head ?
MfG Kai
Nachtrag: Außer in dem von Andreas in Erinnerung gerufenen verlinkten Aufsatz von B&O ist das Prinzip im europäischen Patent
"Bias control method and apparatus for magnetic recording", EP 0046410 A1
beschrieben. Gibt es auch umsonst im Netz.
vorab: Zur Zeit ist mein Favorit für die Lösung des konkreten Problems (Bias an der B77 per Rechner fernsteuern) tatsächlich Ulrichs Vorschlag, aus Relais und Widerständen ein passendes Digitalpoti quasi selbst zu bauen. Ich habe mir mal (für einen einstelligen Euro-Betrag...) eine 8-Relais-Arduino-Erweiterungskarte bestellt, mit der ich dann erste Versuche anstellen kann. Nach der Erfahrung mit der Kapazität der Messleitungen oben frage ich mich vor allem, welche Überraschungen mir bei der Verdrahtung wegen der HF-Tauglichkeit noch bevorstehen...
Aber: Die Diskussion rund um die Oszillatoren finde ich so spannend und lehrreich, dass ich sie nicht einfach versanden lassen will - so einen Oszillator (samt Aufsprechverstärker) "from Scratch" mal neu aufzubauen wäre auch ein Projekt auf meiner Liste - wenn auch mit weniger Anwendungsbezug als die Bias-Verstellung zur Bandmessung.
Gerd,
vielen Dank für die Beispiele. Ich dachte schon öfter, dass es dafür haufenweise Lösungen geben muss, weil Einmesscomputer an späten Cassettendecks ja eigentlich üblich waren.
Kai,
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215307#post215307 schrieb:Dann bräuchtest du 2 Oszllatoren, denn du willst ja nicht die HF-Spannung am Löschkopf verringern.
ja, daran habe ich natürlich nicht gedacht... auf den Löschkopf will ich nun nicht immer verzichten. Außerdem vermute ich, dass Deine Einwände aus #26 auch hier gelten würden?
Edit/Nachtrag: Ich habe nochmal oben #8 nachgelesen - einige Fragen sollten damit eigentlich schon beantwortet sein, aber es fühlt sich für mich immernoch unverstanden an... Ich bin hier nur etwas langsam, nicht stur - sorry!
Hier grüble ich immernoch, wie das genau funktioniert - und könnte es noch nicht aufzeichnen, glaube ich:
Der Buffer sieht an seinem Eingang den eigentlich fertigen Bias-Strom auf der Sekundärseite des Oszillators, der natürlich viel größer ist als sein eigentlich vorgesehenes TTL-Eingangssignal. Dadurch wird er quasi "hoffnungslos übersteuert"?
An seinem Ausgang gibt er ein Rechtecksignal (natürlich der gleichen Frequenz) ab, das proportional zur Betriebsspannung ist.
Diese Betriebsspannung kann man mit einem Digitalpoti und einem Transistor einigermaßen bequem steuern.
Das rechteckige Ausgangssignal wird durch einen Tiefpassfilter wieder (einigermaßen) Sinusförmig. Bei den großen Studer-Geräten wird ja z.B. so das ursprüngliche Bias-Signal aus einem digitalen Takt gewonnen.
Durch die Güte dieses Filters findet wieder eine induktive Spannungserhöhung statt, so Ausgangsspannungen größer als die Betriebsspannung werden können?
Ich habe mal ins Datenblatt des 74HC4050 geschaut - dort ist die DC supply voltage mit -0.5 bis 7 V als "absolute maximum rating" angegeben - würden wir das einfach großzügig ignorieren, oder reichen tatsächlich 7 Volt plus anschließende Güte/Induktion?
Vielleicht habe ich einfach nur einen Knoten im Kopf, weil ich bei CMOS-ICs an Digitalsignale, kleine Ströme und möglichst rechteckige Impulse denke, nicht aber an die Leistungsseite des HF-Oszillators...
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215305#post215305 schrieb:Hier reicht ein Serien-Widerstand von typisch x00 kOhm an der Spitze deiner heißen Strippe. Der Wert ist so zu wählen, daß die Impedanz von Widerstand plus Streu-Kapazität und Meßgerät dahinter groß gegen die Quell-Impedanz am Meßpunkt ist und trotzdem noch genug Meßsignal am Meßgerät ankommt. Wenn man keine Entscheidungsgrundlage hat, muß man es ausprobieren.
Gut, damit komme ich weiter (wenn auch nicht mehr an diesem Abend). Ich glaube, dass ich Z(ω) für diese Diskussion und den betroffenen Kopf doch irgendwie bestimmen sollte...
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215305#post215305 schrieb:Bias-Werte in der Nähe von Null sind sicher nicht von Interesse. Insofern ist auch kein vollständiges R2R-Netzwerk gefragt. Man sollte also erstmal grübeln, welchen Bias-Pegel-Bereich man abdecken möchte.
Auch das ist sehr wahr - für die Messungen ist der obere Bereich (hohe Vormagnetisierung) eigentlich uninteressant, aber am unteren Ende (z.B. um das S10-Maximum sicher zu finden) dürfte es etwas mehr sein, als das Trimmpoti heute hergibt. Werde ich mir also nochmal genauer anschauen.
So weit erstmal. Toll, was hier an Wissen zusammenkommt - Ihr seid Klasse!
Vielleicht mußt du erst noch eine Amateurfunk-Lizenz machen, wenn du mit 150 kHz oder bei einer der anderen Maschinen mit gar 200 kHz und Drähte von m-Länge und ein paar hundert Milli-Watt hantieren willst .
Die klassischen HEF4xxx Bausteine sind für 15V Betrieb gebaut, vertragen alle als Grenzwert 18V , einige wenige noch mehr.
Da gibt es den HEF4049 oder 4050 und andere geeignete. Von einem Hex-Buffer kannst du auch alle Ausgänge parallel legen, wenn du mehr Strom brauchst, als ein einzelner freiwillig rausrückt.
Für den Übergang von TTL-Logic auf CMOS-Logik gibt es Level-Translator.
Die meisten ICs dieser Art haben ein Eingangsschutznetzwerk bestehend aus Serien-Widerstand und dahinter Dioden nach Masse und Betriebsspannung gegen Über- und Unterspannung an den Eingängen. Wenn ich mich recht entsinne, liegt vor dem Widerstand auch noch eine Diode zur Betriebsspannung.
Wenn man davor noch einen externen Widerstand setzt, der bei allen vorkommenden Eingangsspannungen den Strom durch die Dioden auf wenige mA begrenzt, geht da nichts kaputt bei exzessiver Übersteuerung. Schmitt-Trigger, die aus garnicht übergroßen Sinusspannungen Rechteck erzeugen, gibt es auch. Die ICs sind schnell genug für diese Frequenzen. In einfachen Fällen mit sauberem Eingangssignal kann man einfache Inverter auch zum 30 dB (fast)Linear-Verstärker beschalten. Dann reichen 1...2...3 davon hintereinander auch als Rechteckformer.
Funktionsprinzip Rechteck-getriebener LC-Tiefpass mit Spannungs-Überhöhung am Ausgang:
Stell dir einen Sinus-Generator vor, daran ein Serien-L, danach ein Serien-C nach Masse.
Wenn du den Generator auf die Resonanzfrequenz des LC-Kreises fließt dort ein großer Strom, der nur durch den Ausgangswiderstand des Generators und die Verlustwiderstände im L und C begrenzt wird. Dieser Strom erzeugt am Kondensator eine entsprechende Spannung Uc=Ug/Rs*1/(omega C). Dabei ist bei Resonananz omega=1/wurzel(L C). Folglich ist Uc= Ug*1/Rs*wurzel(L/C) = Ug * Q , mit Q= 1/Rs wurzel(L/C) . Q nennt man auch die Güte des Schwingkreises. Bei Q=10 kriegst du also die 10-fache Spannung raus. Bei Belastung wird's natürlich wieder etwas weniger (und die Güte kleiner).
Wenn du statt Sinus Rechteck drauf gibst, bleibst dabei, nur ist die Grundwellenkomponente im Rechteck größer als ein Sinus mit gleichen Scheitelspannungen und außerdem geistern da noch die ungeraden Oberwellen rum, bei denen der Kreis aber nicht in Resonanz ist. Die Spannungen der Oberwellen am C verlaufen entsprechend dem Verhalten eines Tiefpasses 2.ter Ordnung aus Rs-L-C oberhalb seiner Grenzfrequenz.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215339#post215339 schrieb:Vielleicht mußt du erst noch eine Amateurfunk-Lizenz machen, wenn du mit 150 kHz oder bei einer der anderen Maschinen mit gar 200 kHz und Drähte von m-Länge und ein paar hundert Milli-Watt hantieren willst .
;( Oje, nicht dass noch die Bundespost mit einem Messwägelchen vor meinem Fenster Position bezieht und mir das Tonbandgerät stilllegt...
An 200 kHz erinnere ich mich nicht - die B77 hat 150 kHz, die ASC 120 kHz, beim Variocord meine ich mich an 100 kHz zu erinnern.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215339#post215339 schrieb:Die klassischen HEF4xxx Bausteine sind für 15V Betrieb gebaut
Ja, ich hatte Deinen Hinweis oben auf HEF... schon wieder verdrängt.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215339#post215339 schrieb:Funktionsprinzip Rechteck-getriebener LC-Tiefpass mit Spannungs-Überhöhung am Ausgang:
Danke - ich glaube, das hat geholfen. Jetzt der Test: Dann müsste das Prinzip eigentlich genauso funktionieren, wenn ich den Buffer am Eingang nicht mit dem potenten (sin-förmigen) Oszillatorsignal, sondern einem schnöden Rechteck-Takt in geringer Spannung versorge - am Ausgang liefert er immernoch einen Rechteckpuls, den man dann "induktiv überhöhen" kann?
Wäre es dann denkbar, den ganzen Oszillator (auch für den Löschkopf?) so aufzubauen? Ein gemeinsamer Takt, je Kanal so ein Buffer, dahinter die LC-Resonanz, und fertig ist die Laube? Ganz ohne Trafo und Gegentaktendstufe? Das scheint mir fast zu einfach...
Das Ding ist nicht wie angekündigt heute hier eingetroffen. Einen Fortschritt gibt es aber: Ich habe erfreut festgestellt, dass mein Aufnahmerechner ja noch einen waschechten Parallelport besitzt - somit ist das Ausgeben von 8 Bit in Python zur Ansteuerung von 8 Relais geradezu trivial einfach, wie ich vorhin ausprobieren (und stichprobenweise mit einer LED prüfen) konnte:
Code:
import parallel
p = parallel.Parallel()
p.setData(0xff) # z.B. in Hex
p.setData(0b10111001) # oder auch binär!
p.setData(0) # natürlich auch dezimal
...
Dann fehlt nicht mehr so viel, um vielleicht schon am Wochenende einen Prototypen ausprobieren zu können
zwei ergänzende anmerkungen:
ich hab keine anhaltspunkte, wie gut der abstand ungerader harmonischer im lösch- bzw. bias-signal sein muß, bzw. ob das völlig unkritisch ist. andererseits bekommt man bei q≥10 ja wohl bereits die 3te harmonische auf ≤ 3%.
die cmos serie 4xxx hat bei einzel-gattern relativ hohe ausgangswiderstânde von 300...500 ohm. man müßte wohl einige parallel schalten oder noch zwei komplementäre bipolare transistoren oder zwei niederohmigere mosfets dahinterschalten.
in der bisherigen skizzierung des funktionsprinzips kam noch kein lastwiderstand vor.
bei einer spannungsüberhöhung gilt natürlich auch das gesetz von der energie-erhaltung. folge ist eine hochtransformation des quellwiderstandes. wenn die spannung um den faktor q angehoben wird, muß der strom umgekehrt proportional kleiner werden, damit die energie bzw. leistung gleich bleibt. der innenwiderstand steigt demnach um q^2 an, bei q=10 also um den faktor 100. jetzt wär es hilfreich, den vom aufnahmekopf präsentierten lastwiderstand zu wissen. wichtig ist hier, impedanz und widerstand bzw. admittanz (komplexer leitwert) und (reellen) leitwert zu unterscheiden. hier wird der reelle leitwert bzw. parallelwiderstand gebraucht. der komplexe anteil bewirkt nur eine verstimmung, die durch kreisabgleich korrigiert werden muss. nur der realteil entzieht energie.
hoffentlich ist der equivalente parallelwiderstand der aufnahmekopfwicklung deutlich größer als der bislang mit etwa 7,5 kohm ermittelte impedanzbetrag. andenfalls müßte im umkehrschluss bei q=10 die quell-impedanz ≤ 75 ohm sein, überdies bekäme man dann auch gerade mal eine überhöhung von q/2 zustande, denn der auf 7,5 k hochtransformierte innenwiderstand läßt ja bei belastung mit dem gleichen wert nur noch die hälfte rauskommen ;( .
andreas42,'index.php?page=Thread&postID=215375#post215375 schrieb:Danke - ich glaube, das hat geholfen. Jetzt der Test: Dann müsste das Prinzip eigentlich genauso funktionieren, wenn ich den Buffer am Eingang nicht mit dem potenten (sin-förmigen) Oszillatorsignal, sondern einem schnöden Rechteck-Takt in geringer Spannung versorge - am Ausgang liefert er immernoch einen Rechteckpuls, den man dann "induktiv überhöhen" kann?
Hi Andreas,
so wird es glaube ich bei der A807 auch gemacht, zumindest die Filterung nach Sinus, die Spannungshöhe wird konventionell der Endstufe und Trafo erzeugt. Die Löschfrequenz kommt als Rechtecksignal vom CPU-Board A-HFINX 153,6kHz, geht dann durch den Transimpedanzverstärker IC16, der ist über Pin1 in der Verstärkung per Steuerspannung einstellbar. In Verbindung mit L7 wird daraus ein Sinus gefiltert und das ganze mit einer Gegentaktendstufe verstärkt. Der T3 sorgt dann für die erforderliche Spannungshöhe, die Endstufe hat nur eine Versorgung von +-14,5V. Am Löschkopf liegen bei der A807 60 bis 75Veff an (beim Vollspurlöschkopf).
Gruß
Volker
fostex,'index.php?page=Thread&postID=215378#post215378 schrieb:bei der A807
ah, da war das Ich habe mich beim Betrachten der verschiedenen HF-Stufen zu sehr auf die Kopfseite konzentriert, und nicht so genau geschaut, wo die Schwingung ursprünglich herkommt... Wie oben schonmal thematisiert: Die Gegentakt-Endstufe mit 6 Transistoren macht schon mächtig Eindruck - aber was ist der Grund für diesen Aufwand?
fostex,'index.php?page=Thread&postID=215378#post215378 schrieb:Der T3 sorgt dann für die erforderliche Spannungshöhe
Ich komme langsam zu dem Schluss, dass ich meine Scheu vor Trafos und Spulen im Selbstbau mal ablegen muss. Ich weiß zwar nicht, wie man sie selbst herstellen kann, aber eigentlich kommen sie in fast jedem Oszillator, den ich jetzt gesehen habe, zentral vor, und wären nur mit viel Aufwand zu vermeiden.
Wenn also jemand Erfahrungen mit dem Spulen- oder Trafoselbstbau hat und ermutigende Worte findet, immer her damit
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215376#post215376 schrieb:hoffentlich ist der equivalente parallelwiderstand der aufnahmekopfwicklung deutlich größer als der bislang mit etwa 7,5 kohm ermittelte impedanzbetrag
Wenn ich mich wieder in HF- und Impedanzabenteuer stürze, muss ich zunächst Z(ω) für den Aufnahmekopf mal zweifelsfrei ausmessen. Dies erscheint mir mittlerweile wieder greifbar:
Oben habe ich irgendwo behauptet, es gäbe keine erschwinglichen Soundkarten mit ausreichend Samplingrate. Nun, das stimmt zur Hälfte doch nicht mehr, den Audio-Esoterikern sei es gedankt: Zumindest DA-Wandler mit 384 kHz und mehr am USB gibt es inzwischen zahlreich, zu mittleren Preisen - und heute lief mir bei ebay ein nettes Gerät direkt aus China über den Weg: USB DA-Wandler mit 32 bit/384 kHz für sagenhafte 24,12 € - ist jetzt auf dem Weg zu mir. Wenn das Ding in 4 bis 12 Wochen dann ankommt, hat sich die Frage nach einem Funktionsgenerator für 150 kHz nun auch erledigt - ich werde hoffentlich berichten.
Damit wäre für mich auch der Weg zu einer Aufnahmeverstärker-Neukonstruktion vorgezeichnet: Signal und Bias lassen sich dann ja bequem in einem Rutsch im Rechner erzeugen (mit oder ohne HX-Pro). Fehlt nur noch die passende Endstufe für den Kopf...
andreas42,'index.php?page=Thread&postID=215375#post215375 schrieb:Dann fehlt nicht mehr so viel, um vielleicht schon am Wochenende einen Prototypen ausprobieren zu können
Außer vielleicht einem freien Wochenende... also eher noch nicht.
Die Relaiskarte ist inzwischen hier, und ich habe mich damit auseinandergesetzt, wie sie denn zum Parallelport passen könnte, obwohl doch die Optokoppler und LEDs darauf anscheinend falsch gepolt wären. Dann habe ich gelernt, dass so ein digitaler Ausgang nicht unbedingt eine Stromquelle, sondern auch einfach eine Senke sein kann.
Zum Widerstandsnetzwerk:
Ich hätte jetzt eine Reihenschaltung von Widerständen aufgebaut, die Potenzen von 2 folgt und bei der jeder Widerstand durch Überbrücken "abgeschaltet" werden kann - etwa so:
Funktioniert also klassisch wie binäre Zahlen - damit sollte ich genau wie beim Trimmpoti jeden Wert zwischen 0 und R (50 kΩ bei der B77) mit einer Genauigkeit von R/256 bei 8 Bit erreichen können. Metallfilm-Widerstände bekommt man ja problemlos aus der E96-Reihe, wo es Werte ziemlich dicht bei jeder gewünschten Zahl gibt.
Aber: Am Ende will ich ja Messpunkte, die auf einer logarithmischen x-Achse für den Bias-Strom gleichverteilt sind. Ich grüble schon eine Weile, aber komme nicht drauf: Müsste es da nicht eine geschicktere Anordnung geben, bei der die Skala quasi schon in sich selbst ein logarithmisches Verhalten hat? Aber dass das Binärsystem funktioniert, müssen es doch eigentlich schon 2er-Potenzen sein? Oder denke ich zu kompliziert?
Wenn der Versuch mit der fertigen Relaiskarte zufriedenstellend verläuft, würde ich noch eine passendere Version (z.B. mit kleineren Relais, die hier sind für das Schalten von Netzspannung geeignet...) mit Einbaumöglichkeit in die B77 in Erwägung ziehen. Falls zu diesem Zweck jemand noch einen B77-Oszillator (Halbspur) herumliegen hat, gerne auch mit Schaden - außer am Trafo - bin ich interessiert.
Ich würde dann die Widerstandsleiter in die Maschine verbauen, über Pfostenstecker/Flachbandkabel nach außen verbinden, wo dann die (für alle künftigen Messmaschinen wiederverwendbare) Relaisplatine angeschlossen wird. Oder gleich die Relais mit ins Bandgerät bauen, und nur noch den Datenport rausführen... naja, später.
Ach, und noch so eine Frage: Sind Relais überhaupt die sinnvollste Art Schalter hier? Ich habe von Optokopplern mit Triac-Ausgang gelesen - wäre das eine (kompaktere) Alternative?
mit Opto->Triacs kannst du zB eine Heizsonne mit 2kW steuern. Sie sind aber nicht geeignet, um ein paar kOhm kapzitäts-arm für vergleichsweise kleine HF-Ströme zu schalten.
Bei DA-Wandlern sind aus guten Gründen keine Widerstandsketten mit Einzelwerten von R0/2^N üblich, sondern R2R-Abzweignetzwerke. Bei deinen Relais mußt du prüfen, wie groß die Streu-Kapazität über dem geöffneten Kontakt ist. Danach richtet sich der größte Widerstand, den du damit bei der Betriebsfrequenz sinnvoll schalten kannst, ohne daß das parallele Zc=-j/(omega*C) dir einen Strich durch die Rechnung macht.
Es übersteigt mein Vorstellungsvermögen, daß es irgendwo einen USB-32Bit/384kHz-DA-Wandler für 24,12 € geben soll.
Es gibt (zB bei Analog-Devices) Pegelsteller in dB Stufung. Ob sich die Audio-ICs noch für 150 kHz eignen, weiß ich nicht.
Es gibt sowas natürlich für HF-Technik, dann aber in 50Ohm-Ausführung.
Wie schon mal gesagt, geht es auch ohne Trafos. Da die benötigten Spannungen aber nach den Zahlen in den B77-Schaltungen sich offenbar normalerweise im Bereich Ueff~ 35...55V bewegen, benötigst du dann Verstärker mit einer Betriebsspannung 2*Wurzel(2) *Ueff plus Reserve nach oben, macht 156V+Reserve (oder das Gleiche als +- ~ 80V). Ist machbar, da ja nur etwa 5mA pro AK-Wicklung benötigt werden.
MfG Kai
Nachtrag: Noch eine Anregung für eine Impedanzbestimmung ohne Änderung der Oszillatorfrequenz: Wenn bei Parallelschaltung einer kleinen Kapazität zur AK-Wicklung |Z| zunimmt, so war Z noch induktiv. Durch das Zusatz-C wurde in Richtung Parallel-Resonanz verstimmt. Wenn du mit einem Trimm-C ein Strom-Minimum einstellen kannst, hast du auf Parallel-Resonanz abgestimmt. |Z| wäre jetzt gleich Rp eines L||Rp-Modells, wenn nicht noch Oberwellen das Strom-Minimum verfälschen. Das sieht man leider nur mit einem Oszilloskop. "Im Prinzip" könnte man aus zwei Messungen mit und ohne Parallel-C auch ohne auf Resonanz abzustimmen, die beiden Unbekannten L und Rp bestimmen, wenn es nicht auch noch ein eigenes Streu-C der Wicklung gäbe. Dann hat man es mit drei Unbekannten zu tun, was drei (geeignete) Messungen erfordert.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215472#post215472 schrieb:mit Opto->Triacs kannst du zB eine Heizsonne mit 2kW steuern. Sie sind aber nicht geeignet, um ein paar kOhm kapzitäts-arm für vergleichsweise kleine HF-Ströme zu schalten.
gut, dann lege ich den Gedanken bei Seite. Muss ja kein Halbleiter sein, wenn es dadurch nicht einfacher wird.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215472#post215472 schrieb:Bei DA-Wandlern sind aus guten Gründen keine Widerstandsketten mit Einzelwerten von R0/2^N üblich, sondern R2R-Abzweignetzwerke.
Danke für die Warnung - was sind denn die guten Gründe? Und würde so ein R-2R-Netzwerk (ist gerade neu für mich) hier auch funktionieren, trotz der Masseverbindungen?
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215472#post215472 schrieb:Bei deinen Relais mußt du prüfen, wie groß die Streu-Kapazität über dem geöffneten Kontakt ist. Danach richtet sich der größte Widerstand, den du damit bei der Betriebsfrequenz sinnvoll schalten kannst, ohne daß das parallele Zc=-j/(omega*C) dir einen Strich durch die Rechnung macht.
Das gilt für beide Netzwerk-Arten, oder?
Bei z.B. diesem Relais, das ich für den Zweck im Auge hätte, steht etwas von 0.4 pF im Datenblatt - damit wäre 1/ωC ≈ 2.6 MΩ und sollte doch parallel zu 5 kΩ noch tragbar sein, oder?
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215472#post215472 schrieb:Es übersteigt mein Vorstellungsvermögen, daß es irgendwo einen USB-32Bit/384kHz-DA-Wandler für 24,12 € geben soll.
Meins auch - deshalb hatte ich nicht wirklich danach gesucht. Link per PM. Leider habe ich keinen ebenfalls günstigen ADC dazu gefunden, die sind alle mindestens vierstellig im Preis
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215472#post215472 schrieb:Es gibt (zB bei Analog-Devices) Pegelsteller in dB Stufung. Ob sich die Audio-ICs noch für 150 kHz eignen, weiß ich nicht.
Es gibt sowas natürlich für HF-Technik, dann aber in 50Ohm-Ausführung.
Hast Du Typen oder Links?
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215472#post215472 schrieb:Ist machbar, da ja nur etwa 5mA pro AK-Wicklung benötigt werden.
Ja, das hatte ich gesehen. Ob das aber weniger "schmerzhaft" ist, als notfalls selbst einen Trafo zu wickeln, überlege ich mir gerade. Ist die notwendige Präzision einer Wicklung ohne Spezialgeräte überhaupt zu schaffen? Wie macht das der Funkamateur? Ich muss wohl mal auf youtube-Tour dazu gehen...
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215472#post215472 schrieb:Anregung für eine Impedanzbestimmung ohne Änderung der Oszillatorfrequenz
Das muss ich mit frischerem Kopf nachvollziehen... Danke!
andreas42,'index.php?page=Thread&postID=215476#post215476 schrieb:Muss ja kein Halbleiter sein, wenn es dadurch nicht einfacher wird.
Es liegt nicht am Halbleiter, sondern am ungeeigneten TRIAC. Das sind quasi zwei antiparallel angeordnete Thyristoren. Die sind gedacht für Phasenanschnittssteuerungen, Vollwellenschaltungen für Netzspannung o.ä. bei hohen Strömen. Deren "Halteströme" liegen jenseits der HF-Ströme durch den AK.
R2R-Netzwerke:
Die Gründe sind wohl, daß dann die unvermeidlichen Parasitics der Halbleiterschalter (zB Ron, Roff, Cstreu, Leckströme) in allen Stufen gleich bis ähnlich eingehen statt in der Stufe mit dem größten Widerstand mit den Fehlern 2-4 unangenehm aufzufallen und in der niederohmigsten Stufe mit Ron anzuecken.
0,4 pF ist exzellent. Dann hast du mehr mit der Kapazität der Verdrahtung zu tun.
Nicht bei jedem DA-Wandler geht der Frequenzgang auch bis 0,45*Fs. Wenn das Ding als Kopfhörertreiber verkauft wird oder als Audio-Line-Out, ist nicht sicher, daß man bemüht war, den Frequenzgang oberhalb 20 kHz bis nahe Fs/2 flach fortzusetzen.
Seit ich zuletzt aktuelle Pegelsteller-ICs mit dB-Skalierung gesehen habe, sind ein paar Jahre vergangen. Es gab welche bei National Semi (jetzt TI), Analog Devices und wohl auch bei Maxim/Dallas.
Professionell werden Trafos mit Wickelmaschinen hergestellt. Der Amateur versucht, das mit DIY-Methoden nachzubilden.
Es ist nicht mit der Wickelei getan. Die Ingenieurskunst besteht/bestand darin, ein möglichst Temperatur-unsensibles Gebilde (Schwingkreis, Osillator, Bandfilter) zu schaffen.
Will man dem aus dem Wege gehen bei der Erzeugung der höheren Spannungen, muß man den Weg der Verstärkung bei entsprechend hohen Betriebsspannungen beschreiten.
Den Oszillator kannst du auch mit Quarz-Oszillator/Zähler/Sinus-PROM/DA-Wandler oder DDS erschlagen. Dahinter genügt ein Filter mit Fest-Induktivitäten vom Distributor.
Apropos Distributor: Da gibt es auch Ferrit-Trafo-Teile bzw. -Drosseln. Da muß man suchen, ob was brauchbares angeboten wird. (Allerdings quält sich bei Drosseln niemand mit dem TK.) Oder aus Schrott-Revoxen die Oszillator-Platinen aufkaufen.
Vielleicht findet sich in preiswerten Schaltnetzteil-Modulen ein geeigneter Trafo. Die arbeiten auch durchaus bei 100kHz und höher, kleiner TK wird aber kein Design-Ziel sein.
die Geschichte mit dem R-2R-Netzwerk hat mich grübelnd zurückgeworfen - schließlich will ich ja weder das Rad neu erfinden noch die aus guten Gründen gängige Praxis ignorieren. Trotzdem will ich mit dem Projekt irgendwie wieder vorankommen - heute soll es also um die Frage nach R-2R oder binär gewichteten Widerständen gehen.
R-2R
Ich habe ein wenig im Netz gelesen (zum Beispiel hier: http://www.vias.org/mikroelektronik/da_converter.html), um das Prinzip überhaupt und die gängigen Vor- und Nachteile zu verstehen. So ein Netzwerk sähe also etwa so aus (exemplarisch für nur 3 Bit):
Als Vorteile habe ich wiederholt gefunden, dass man nur zwei verschiedene Widerstandswerte benötigt, die noch dazu bei industrieller Fertigung recht präzise auf das Verhältnis 2:1 abgestimmt werden können. Damit erhält man am Ende eine bessere Präzision (ist die hier überhaupt wichtig? siehe unten) sowie gleichmäßige Verlustleistungen über den einzelnen Widerständen.
Als Nachteile für meine Anwendung sehe ich, dass man doppelt so viele Widerstände braucht (2 je Bit, statt nur einem), dass die Relais nicht nur schließen, sondern umschalten müssen (gut, gibt es aber passende), und dass ich nicht so genau verstehe, ob ich an der Stelle in der B77 parallel zum Kopf einfach so Masseverbindungen herstellen darf. Bei letzterem könnt Ihr mir sicher helfen - vereinfacht sieht die Schaltung (siehe erster Beitrag) so aus:
Das R-2R-Netzwerk mitsamt Relais würde hier ja R8 ersetzen - dürfen darin dann Wege nach Masse sein? Hm, warum eigentlich nicht?
Binär gewichtete Widerstände
Ich hänge immernoch an dem Gedanken, dass dies der kleinste Eingriff in die bestehende Oszillatorschaltung wäre - und gleichzeitig einfacher und (für mich zur Zeit) verständlicher ist. Ergänzend zur Skizze in #35 habe ich versucht, die von Kai angemerkten unerwünschten Eigenschaften der Relais in ein Ersatzschaltbild - unter die betroffenen Bauteile der B77 - zu zeichnen:
Bei geöffnetem Relais wirken die Kontakte als Kondensator (mit z.B. 0,4 pF, siehe oben), bei geschlossenem Relais gibt es einen Übergangswiderstand (laut Datenblatt im mΩ-Bereich).
Kai, wenn ich Dich richtig verstehe, muss ich mir jetzt vor allem Gedanken machen, was bei 150 kHz parallel zum größten Widerstand (das wäre R/2, also maximal 25 kΩ) passiert? Z(ω) für das Gezeichnete Gebilde sollte sich ja analytisch ausrechnen und mit ein paar Werten füttern lassen.
Wenn da nichts bedenkliches rauskommt - spricht dann noch was dagegen?
Genauigkeit
Zurück zum Punkt von oben: Ich las öfters, dass R-2R präzisere DA-Wandler ermöglicht, insbesondere was die Monotonität angeht. Das ist bei der binär gewichteten Variante wohl durchaus problematisch - kann ich nachvollziehen. Klassischerweise stört das natürlich - z.B. wenn ich mit einem DAC wie üblich (bei einigermaßen hoher Samplingfrequenz) ein sauberes sinusförmiges Signal generieren will.
Aber: Bei meiner Anwendung kommt es vor allem darauf an, einige wieder auffindbare Messpunkte, die sich etwa logarithmisch über den gesamten Bereich verteilen, einstellen zu können - bei einer "Samplingrate" von vielleicht "2 pro Minute". Wenn ich das direkt am Trimmpoti mache, ist es auch nicht besonders genau...
Kurzer Exkurs - Bei Analog Devices habe ich ein Tutorial gefunden: Intentionally Nonlinear DACs. Dort wird eine Schaltung beschrieben, bei der eine exponentielle Kennlinie in Stücke zerlegt wird, auf denen dann linear verteilt die Werte liegen. Für meinen Fall hier etwas zu aufwändig - aber den Link wollte ich nicht vorenthalten.
das R-2R-Netzwerk hat für die normale Anwendung noch den großen Vorteil, daß die Ausgangs-Impedanz unabhängig vom eingestellten Zustand immer R ist. Das wirkt sich vorteilhaft auf die Präzision eines D/A-Wandlers aus.
Bei der Arbeitsfrequenz und den nächsten störenden Oberwellen sollte |Zc|=1/(omega C) >> R_größter sein. Andernfalls stimmt das Teilverhältnis nicht bzw. der Oberwellenabstand nimmt ab.
Es gibt viele Möglichkeiten, dB-Kennlinien zu approximieren. Es hat aber wenig Sinn, in Details zu gehen, bevor die Ziele nicht definiert sind.
Der Oszillator wird sich auch nicht unbedingt wie eine Spannungsquelle verhalte, i.e. Innenwiderstand Null, bzw. Ausgangsspannung (und Frequenz) unabhängig von der Last. Das kann dann zur Folge haben, daß selbst mit einem perfekt dB-gestuften Widerstandsnetzwerk kein ebenso perfekt dB-gestufter Pegel rauskommt. Wenn sich auch noch die Frequenz ändert, gibt es wegen der C-Trimmer und dem L der Spule eine weitere Strompegel-Änderung.
Ein anderer Methode wäre, "einfach" irgendwie aber genügend feingestuft Pegel zu steuern, den Pegel am Fußpunkt-Widerstand zu messen und lediglich in dB zu plotten. Erfordert dann wohl ein paar Messungen mehr als bei den eigentlich gewünschten Meßpunkten, was aber nach Automatisierung weniger schmerzt.
andreas42,'index.php?page=Thread&postID=215897#post215897 schrieb:......für das Gezeichnete Gebilde sollte sich ja analytisch ausrechnen und mit ein paar Werten füttern lassen.
So genau würde ich gar nicht rechen, du musst bei 150kHz von etlichen parasitären Geschichten ausgehen die man eh nicht berücksichtigt hat. Lieber grob abschätzen und das reale Objekt nachträglich anpassen.
uk64,'index.php?page=Thread&postID=215905#post215905 schrieb:So genau würde ich gar nicht rechen, du musst bei 150kHz von etlichen parasitären Geschichten ausgehen die man eh nicht berücksichtigt hat. Lieber grob abschätzen und das reale Objekt nachträglich anpassen.
hm, danke, alle Theorie ist grau. Ich hätter vermutlich noch ewig gegrübelt... Also:
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215903#post215903 schrieb:Bei der Arbeitsfrequenz und den nächsten störenden Oberwellen sollte |Zc|=1/(omega C) >> R_größter sein. Andernfalls stimmt das Teilverhältnis nicht bzw. der Oberwellenabstand nimmt ab.
Gut. Weiter oben hatte ich schonmal ins Datenblatt eines möglichen Relais geschaut, und dort 0,4 pF gefunden. Bei ω = 2·π·150 kHz ist 1/ωC ≈ 2,65 MΩ - für die doppelte und dreifache Frequenz entsprechend 1,32 MΩ bzw. 884 kΩ.
Der größte Widerstand, wenn man die originalen 50 kΩ erreichen will, ist 25 kΩ - also noch etwa 35 mal kleiner als obige 884 kΩ für 450 kHz. Das erscheint mir ausreichend.
Anders sieht es vielleicht aus, wenn die Relais eine Größenordnung schlechter sind, was die ungewünschte Kapazität über die Kontakte angeht: Bei 4 pF wäre nur noch ein Faktor 10 Abstand zur Grundschwingung, bei der dreifachen Frequenz gar nur Faktor 3,5 - das ist nicht mehr "sehr viel größer". Damit erscheint mir der angedachte Vorversuch mit der fertigen Relaiskarte zumindest zweifelhaft - auch wenn ich keine genaueren Angaben über die Relais gefunden habe.
Noch ein Blick auf die Präzision:
Widerstände gibt es ja nicht in beliebigen Werten und beliebiger Genauigkeit. Trotzdem bekommt man ja Metallfilmwiderstände mit 1% Toleranz aus der E96-Reihe. Mit 8 Bit wären das dann folgende Werte:
Wenn man die 256 verschiedenen Werte ausrechnet, die man einstellen kann, fällt die Abweichung zwischen Theorie und E96-Reihe nicht ins Gewicht. Wie fein kann man denn im Vergleich an einem 15mm-Piher-Trimmer drehen?
Zur drastischen Veranschaulichung habe ich mal zusätzlich noch 10% (statt der erwarteten 1%) Fehler auf jeden Widerstand addiert:
Ja, die Monotonität wäre hin, und ein Signal wollte ich mit so einem Wandler nicht generieren - aber für den Anwendungszweck hier würde selbst das noch ausreichen. Ein Kalibrierungslauf, wo für jede Zahl der tatsächliche Bias-Strom gemessen wird, ist ja dann auch nicht so schwierig, und wegen der von Ulrich angemahnten anderen Unwägbarkeiten bei 150 kHz sowieso nötig.
Nun, dann kann ich mich eigentlich um den Rest der Schaltung kümmern. Die Relais wollen ja auch mit Strom versorgt und irgendwie angesteuert werden. Und am Ende muss das Ding ja auch noch in die B77...
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=215903#post215903 schrieb:Es gibt viele Möglichkeiten, dB-Kennlinien zu approximieren. Es hat aber wenig Sinn, in Details zu gehen, bevor die Ziele nicht definiert sind.
Naja, etwa 20 Punkte in 1-dB-Schritten aus 256 möglichen Werten rauszupicken, ist wahrscheinlich die einfachste Lösung.
zu den Zielen, gehört auch der abzudeckende Bereich, über den du eine Aussage machen möchtest. Also, soll es zB von -18 dB bis +2dB um den optimalen Arbeitspunkt für das aktuell meist benutzte Standard-Band gehen, oder von -14 dB bis + 6dB oder von -20 bis 0 dB oder von -30 bis +10 dB ?
Wie fein sollen die Stufen sein ? Es gab früher zB fertige dB-Steller in 1,5 dB Stufen.
Außerdem gibt es die Methode der Interpolation, um aus Meßwerten, die nicht ganz da liegen, wo man hin wollte, doch noch zur gewünschten Aussage zu kommen.
Die nötige feine Stufung hat dann mehr damit zu tun, ob die Einstell-Mimik nur temporär der Messung dienen soll, oder ob sie im Gerät auch für den zukünftigen Normalbetrieb verbleiben soll.
Zu den Kapazitäts-Überlegungen nochmal: 4 pF würde ich als zu hoch geschätzt bewerten, aber der Widerstand hat meist auch ochmal soviel Streu-C wie bei dem Relais behauptet, dann kommt noch die Verdrahtung hinzzu. Die Hinweise dienen mehr dazu das Bewußtsein zu schaffen, daß man sich dann im Umfeld des größten Widerstandes um Kapazitäts-armen Aufbau kümmern muß, bzw. den Widerstand im Zweifelsfall kleiner wählen muß. Bei der einfachen Wert-gestuften Widerstandskette führt das dann eventuell (bei Relais weniger, bei Halbleiterschaltern mehr) zu Engpässen am unteren Widerstands-Ende. Das Problem kann man abmildern, in dem man ein Netzwerk mit Verzweigungen vorsieht. Das ermöglicht, die unteren Widerstände wieder größer zu wählen.
Bei den Überlegungen zur HF-Messung hast du bisher nur die direkte AC-Messung per super-schneller Soundkarte in Betracht gezogen. Es ginge aber auch ohne die mit einer genauen DC-Messung nach einem"Präzisions"-Gleichrichter.
Die klassische Elektronik-Bastel-Szene ist ja in den Print-Medien schon weitgehend durch die "Maker"-Szene ersetzt worden.
Dahin würde folgender Gedanke passen: die Schritt-Motore/Linear-Triebe aus einer ausgemusterten 2-1/2" Festplatte zum Einstellen eines Spindel/Schiebe-Trimmers zu verwenden...
MfG Kai
nachtrag: bei einer reinen widerstandskette ergibt sich der größte serienwiderstand zwangsläufig aus der impedanz der spule und der gewünschten größten hf-pegel-dämpfung. du bist also nicht frei in der wahl des größten widerstandes. aus diesem dilemma kommst du raus, wenn du gelegentliche verzweigungen nach masse vorsiehst. um ulrich mal wieder beizupflichten, lass das grübeln sein und fang mal an zu designen und zäum dabei das "pferd von hinten", also der impedanz der ak-spule auf (damit ich endlich mal deren L und Rp erfahre
ps2: es hat schon seine gründe, daß in der professionellen hf-technik 50 ohm die norm sind, 5 ohm als klein, 500 ohm als groß gelten und auf dem smith-chart 5 kohm kaum von unendlich zu unterscheiden sind 8)
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=216069#post216069 schrieb:zu den Zielen, gehört auch der abzudeckende Bereich, über den du eine Aussage machen möchtest. Also, soll es zB von -18 dB bis +2dB um den optimalen Arbeitspunkt für das aktuell meist benutzte Standard-Band gehen, oder von -14 dB bis + 6dB oder von -20 bis 0 dB oder von -30 bis +10 dB ?
Wie fein sollen die Stufen sein ? Es gab früher zB fertige dB-Steller in 1,5 dB Stufen.
Um den Arbeitspunkt etwa ±8dB in 1dB-Schritten (soweit ich die Geduld dazu hatte), um einen mittleren Bias-Strom (Nullpunkt der Skala im Beispiel) herum etwa -11dB bis +4dB. Am unteren Rand war das immer ein furchtbar einzustellen, bis sich das Trimmpoti anfängt zu bewegen ist es schon fast 1dB weiter. Ich habe da am Linksanschlag angefangen - also müsste der Widerstand etwa 50kΩ betragen haben.
Wenn die Einstellung automatisch geht, würde ich gerne die Abstände zwischen den Punkten verkleinern, also z.B. 0.5dB-Schritte machen und eben 32 Messpunkte aufnehmen, oder sogar testweise noch mehr.
Bevor ich hier weiterkomme, muss ich mal am lebenden Objekt ein paar Widerstandswerte des passend eingestellten Trimmpotis messen.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=216069#post216069 schrieb:Außerdem gibt es die Methode der Interpolation, um aus Meßwerten, die nicht ganz da liegen, wo man hin wollte, doch noch zur gewünschten Aussage zu kommen.
Interpolieren kann und muss man am Ende sowieso - aber manche Eigenschaften bewegen sich schnell genug, dass ich zumindest die Möglichkeit gerne haben möchte, noch feiner abzustufen.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=216069#post216069 schrieb:Zu den Kapazitäts-Überlegungen nochmal: 4 pF würde ich als zu hoch geschätzt bewerten, aber der Widerstand hat meist auch ochmal soviel Streu-C wie bei dem Relais behauptet, dann kommt noch die Verdrahtung hinzzu. Die Hinweise dienen mehr dazu das Bewußtsein zu schaffen, daß man sich dann im Umfeld des größten Widerstandes um Kapazitäts-armen Aufbau kümmern muß, bzw. den Widerstand im Zweifelsfall kleiner wählen muß.
Hm, und wahrscheinlich liegt hier das Risiko. Leider war die Messung eher am unteren Ende (kleiner Bias-Strom, also großer Widerstand) "kanpp", und oben (kleiner Widerstand) viel Luft. Den Bereich würde ich eher nach unten als nach oben erweitern. Gegebenenfalls könnte dann ja ein weiterer Widerstand in Reihe, über dem kein Relais liegt.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=216069#post216069 schrieb:Bei den Überlegungen zur HF-Messung hast du bisher nur die direkte AC-Messung per super-schneller Soundkarte in Betracht gezogen. Es ginge aber auch ohne die mit einer genauen DC-Messung nach einem"Präzisions"-Gleichrichter.
Naja, die HF messe ich hier ja nicht mit der Soundkarte, sondern mit einem Tischmultimeter. Für einen ordentlichen Messgleichrichter, um HF und NF separat und gleichzeitig zu messen, hast Du mir ja schonmal einen Schaltungsvorschlag gemacht - den ich bisher (wegen des besagten Multimeters) nicht umgesetzt habe...
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=216069#post216069 schrieb:Die klassische Elektronik-Bastel-Szene ist ja in den Print-Medien schon weitgehend durch die "Maker"-Szene ersetzt worden.
Dahin würde folgender Gedanke passen: die Schritt-Motore/Linear-Triebe aus einer ausgemusterten 2-1/2" Festplatte zum Einstellen eines Spindel/Schiebe-Trimmers zu verwenden...
Womit wir wieder bei Ulrichs Vorschlag mit dem Motorpoti wären. Sicherlich eine Option, wenn ich das hier nicht hinbekomme.
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=216069#post216069 schrieb:aus diesem dilemma kommst du raus, wenn du gelegentliche verzweigungen nach masse vorsiehst.
Das war ja eine meiner Fragen beim R-2R-Netzwerk: Darf ich hier einfach so "zwischendrin nach Masse" verzweigen? Anscheinend schon...
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=216069#post216069 schrieb:impedanz der ak-spule auf (damit ich endlich mal deren L und Rp erfahre)
Ja, Du hast schon Recht. Ich drücke mich noch davor, weil mein Funktionsgenerator (besagte 384kHz-Soundkarte) noch auf dem Postweg ist. Kommt Zeit, kommt L und Rp
kaimex,'index.php?page=Thread&postID=216069#post216069 schrieb:um ulrich mal wieder beizupflichten, lass das grübeln sein und fang mal an zu designen
Der schleppende Fortschritt liegt im Moment an der begrenzten Tonbandzeit. Sonst hätte ich die Relais-Widerstands-Kette schon einfach ausprobiert und berichtet. Ich muss Deine (und meine) Geduld leider noch ein wenig belasten.
Was ist es denn überhaupt für eine B77? Halbspur? Viertelspur? Ich habe noch mal quer gelesen, ich konnte die Antwort aber nicht finden.
Noch besser wären die Nummern auf den Köpfen, dafür müsste man sie aber aus den Abschirmgehäusen nehmen.
uk64,'index.php?page=Thread&postID=216400#post216400 schrieb:Was ist es denn überhaupt für eine B77? Halbspur? Viertelspur? Ich habe noch mal quer gelesen, ich konnte die Antwort aber nicht finden.
mein Fehler, das habe ich auch im ganzen Thread noch nicht geschrieben:
Es ist eine Halbspur MK I High Speed, IEC entzerrt. Die zweite Kandidatin ist ebenfalls Halbspur, aber MK II und sonst "normal" (also 3¾/7½ und NAB). Eine Messmaschine reicht zwar eigentlich, aber man weiß ja nie.
Wenn das Prinzip gut funktioniert, würde ich es später vielleicht auch noch an einer AS5000 ausprobieren.
uk64,'index.php?page=Thread&postID=216400#post216400 schrieb:Noch besser wären die Nummern auf den Köpfen, dafür müsste man sie aber aus den Abschirmgehäusen nehmen.
Ohne Not demontiere ich sie ungern, weil ich keine Übung im Einbauen und sauber ausrichten habe. Es sollten™ aber eigentlich 022 und 027 sein; so steht es zumindest auf identisch aussehenden losen Köpfen, die ich mit der ersten Maschine mitbekommen habe.
Das sind Module zum Einstellen von Audio-Pegeln. Die Typen-Bezeichnung stammt wohl vom ursprünglichen Hersteller Xicor, von dem ich lange nichts gehört habe. Aktuell firmieren diese Chips unter Intersil/Renesas: https://www.intersil.com/content/dam/Int...04-503.pdf
Es gibt sie für 1k/10k/50k/100kOhm. An den Enden hat man ca. 10pF nach Masse, am "Schleifer" des "Potentiometers" ca. 25 pF nach Masse. Auf dem Chip gibt es eine mit ca 850 kHz laufende Ladungspumpe, die aus der positiven Betriebsspannung von 5..7V eine negative Hilfsspannung erzeugt, damit der Widerstandskanal Wechselspannung im Bereich -5...+5V verträgt. Das "Pump-Signal" schlägt mit etwa 20 mV auf den Signal-Kanal durch.
Für das Einstellen von 150 kHz Pegeln im Bereich 25...55Veff sind sie bestimmt nicht geeignet, wohl aber für NF. Allenfalls die 1 und 10 kOhm Version könnten noch bei 150 kHz brauchbar sein trotz der parasitären Cs. Dann aber nur, um zB die Gegenkopplung in einer Verstärkerstufe einzustellen, die am Ausgang die benötigten hohen HF-Spannungen bereitstellt.
Anbei eine Illustration, warum es nützlich sein kann, die Impedanz des Aufnahmekopfes etwas genauer zu kennen als nur die Induktivität bei 1 kHz und den Gleichstromwiderstand.
Hier die für den HF-Bias wesentlichen Bestandteile bei der B77:
L wird mit 10 mH angegeben. Das muß aber bei der Bias-Frequenz von 150 kHz nicht mehr stimmen.
In Serie damit liegen noch der innere Serienwiderstand und der für Meßzwecke vorhandene äußere Fußpunkt-Widerstand. Die Summe hab ich hier mal mit 200 Ohm angenommen.
Rechts davon sitzt der 150 kHz Sperrkreis, der die HF daran hindern soll, in den (im Prinzip) rechts angeschlossenen Aufsprechverstärker zu gelangen. Das wird durch den dahinter nach Masse gelegten 3,3 nF Kondensator wesentlich unterstützt, denn der Verstärker hat einen recht hoch-ohmigen Ausgang (Stromspeisung).
Im Service Manual wird ein typischer Bias-Strom von 5 mA angegeben. Den liefert die ganz links angeordete Stromquelle.
Das Bild darunter zeigt für die drei Schaltungsvarianten die sich am Eingang einstellende Speisespannung.
Die rote Kurve gilt für die linke Schaltung. Bei 150 kHz liest man etwa 47 V ab.
Bei der mittleren Schaltung ist zwischen Stromquelle und erster Schaltung ein Kondensator eingefügt, der Serienresonanz bei 150 kHz einstellt. Das Ergebnis zeigt die grüne (unterste) Kurve. Jetzt reichen am Eingang 1V, um den gleichen Strom durch die Spule zu erzeugen.
Da es sehr zweifelhaft ist, daß die Spule bei 150 kHz nicht deutlich mehr Verluste hat als nur den Gleichstrom-Widerstand, hab ich in der Variante ganz rechts noch einen zusätzlichen parallel liegenden Widerstand von 100 kOhm angenommen. Das Ergebnis ist die blaue Kurve in der Mitte. Nun werden etwa 5,5 V benötigt.
Beträgt der Parallel-Widerstand gar nur 10 kOhm, steigt die erforderliche Eingangsspannung auf etwa 33V an.
Man sieht daran, daß man mit deutlich weniger HF-Spannung auskommen kann, wenn die AK-Spule bei der Bias-Frequenz hinreichend kleine Verluste hat. Deshalb ist es von großem Interesse, die komplexe Impedanz bei 150 kHz zu kennen.
Man kann bei fester Frequenz die Parallel-Schaltung von Induktivität und Widerstand in eine äquivalente Serienschaltung umrechnen, hier als MathCad-Script :
Zp2Zs.PNG (Größe: 4.23 KB / Downloads: 375)
Bei 10 mH, 100 kOhm & 150 kHz erhält man einen äquivalenen Serien-Widerstand von 880 Ohm, also schon deutlich höher als Rdc und eine geringfügig reduzierte Induktivität Ls von 9,9 mH. Die Güte einer solchen Spule wird übrigens mit Q=omega Ls/Rs=Rp/(omega Lp) beziffert.
Bei Rp=10k sieht es deutlich schlechter aus: Rs~ 4,7 kOhm und Ls~5,3 mH.
Damit werden dann auch die dabei benötigten 33V nachvollziehbar. Die veränderte Induktivität verschiebt natürlich auch die Serien-Resonanz bzw. erfordert einen anderen Kondensator.
MfG Kai
Nachtrag: Nochmal etwas transparenter und merkfähiger zusammengefaßt: Bei Speisung in Serien-Resonanz wird nur 1/Wurzel(1+Q²) der Spannung Ubias bei "direkter Speisung" einer Spule mit Güte Q benötigt. Bei Q>>1 wird das näherungsweise Ubias/Q.
Wie steht die reale Welt zu diesen Überlegungen ?
Um auf potentielle Enttäuschungen psychisch vorbereitet zu sein, hab ich heute mal die Impedanz eine Tonkopfes mit messtechnischen Hausmitteln näher betrachtet. Leider stand mir dazu kein neuwertiger B77-AK zur Verfügung. Ich mußte mit einem ziemlich abgeschliffenen Kopf aus dem ausgeschlachteten Kopfträger einer RdL vorlieb nehmen. Der fiel vorher schon dadurch auf, daß seine Induktivität bei niedrigen Frequenzen nur etwa halb so groß war wie die eines weniger strapazierten Kopfes. Aber es geht ja darum, das Prinzip vorzuführen, dafür reicht er noch.
Ziel sollte sein, die komplexe Impedanz bis in den 100 kHz Bereich zu bestimmen.
Zur Verfügung standen ein Tongenerator und Millivoltmeter aus dem vorigen Jahrhundert (ungeeichte Jugendwerke), zwei Multimeter und eine kleine Kollektion von (hoffentlich verlustarmen) Folienkondensatoren.
Folgendes Meßprinzip wurde angewandt:
Ein Tongenerator speist über einen "geeignet gewählten" Vorwiderstand R1 die Reihenschaltung von Spule (vorgestellt zunächst als Reihenschaltung einer wohlmöglich frequenzabhängigen Induktivität und eines ebenfalls frequenzabhängigen Serienwiderstandes > =Rdc) mit einem Testkondensator und einem Abgleich-Widerstand R3, hier ein (tatsächlich drei) Helipot.
Methode: man greife sich einen "geeigneten" Kondensator, stimme den Tongenerator auf die Serien-Resonanz-Frequenz ab (das ist die, bei der die Spannung an Messpunkt1 minimal wird), und stelle das Helipot so ein, daß an Messpunkt2 genau die halbe Spannung ankommt.
Bei der Serien-Resonanz kompensiert die imaginäre Impedanz von Ctest gerade die der Induktivität der Spule. Nun kann man den Tongerator mal kurz abklemmen oder den Pegel auf Null setzen und mit einem Multimeter R3 messen. Bei dieser Frequenz ist R(f))=R3.
Mit dem (oder einem anderen) Multimeter mißt man noch die Frequenz des Tongenarators und bei Gelegenheit die Kapazität von Ctest.
Das wiederholt man mit diversen anderen Kondensatoren, bis man den gewünschten Frequenzbereich mit etlichen Messwerten abgedeckt hat.
Der Vorteil der Methode ist, daß der Frequenzgang von Tongenerator und Millivoltmeter nicht eingeht, weil man immer nur ein Verhältnis (1/2) auswertet. Ins Ergebnis gehen ein die DC-Messung von R3, die Frequenzmessung und der Wert von Ctest.
Wenn man das Modell nicht weiter verfeinert, ergibt sich die gesuchte Induktivität zu L(f)=1/((2*pi*f)^2 *Ctest)
Hier nun die Ergebnisse:
Die Kurve mit den blauen Sternen zeigt den frequenzabhängigen Serienwiderstand, der von links aus dem Gleichstrom-Widerstand noch oben abdüst.
Darüber mit den türkisen Rechtecken der Betrag der Spulen-Impedanz.
Hier die Induktivität der Spule:
Sie krebst über dem Audio-Bereich bei 50 mH herum und schmiert darüber auf unter 40 mH ab.
Und nun der kritische Parameter für die Möglichkeit, durch Ausnutzung einer Serien-Resonanz mit niedrigerer HF-Bias-Spannung auszukommen, die Güte Q:
Im mittleren Bereich wird eine Güte von um 5 erreicht, aber da wo es für Lösch-/Bias-Frequenzen interessant wird, fällt die Kurve auf enttäuschend kleine Werte ab (2,5..3 um 50 kHZ, 2 um 65 kHz, <1 oberhalb 85 kHz). Da kann man nur hoffen, daß das beim AK ber B77 (der ja nur 10 mH hat) noch besser aussieht.
So eine Mess-Serie ermöglicht, ein noch detailliertes Modell der Kopf-Impedanz zu berechnen. Der steilere Anstieg des Serien-Widerstandes oberhalb 50 kHz ist ein Indiz dafür, daß sich in der Wicklung eine Parallel-Resonanz infolge der Streu-Kapazitäten anbahnt.
Mit einem komplexen Fit an die Messdaten bekommt man dieses Modell der Spule:
RdLAKRB4.png (Größe: 3.7 KB / Downloads: 50)
Darin ist R3 der Gleichstrom-Widerstand.
Die übrigen Rs und Ls bilden die Frequenzabhängigkeit des effektiven R(f) und L(f) nach.
C1 produziert die Parallel-Resonanz bei noch etwas höheren Frequenzen.
leeping:
.
- bin ich interessiert.
